用于OFDM系统中的高分辨率时间同步的测量设备和测量方法

摘要

一种用于测量被测设备的第一信号中的符号开始时间的测量设备包括用于接收所述第一信号的接收部件和用于处理所述第一信号的处理部件。所述处理部件包括用于计算符号开始时间的同步计算部件(32)，所述同步计算部件(32)包括用于估计信道响应参数的信道估计部件(40)、用于根据信道响应参数计算相位值的相位部件(41)、用于执行相位值的微分的微分部件(42)以及用于根据求微分后的相位值计算符号开始时间的计算部件(44)。

说明书

技术领域

本发明涉及一种用于精确测量被测设备的信号中的符号开始时间的测量设 备和测量方法。

背景技术

在常规的OFDM接收机中，时间同步通常通过已知的导频符号和接收到的 导频符号的相关性来实现。但是这种方法需要大量的计算能力，且原则上限制 于不超过两个采样点之间的距离的精度。

例如，国际专利申请WO2008/116534A1公开了用于确定OFDM传输系统 中的信道脉冲响应的方法和系统，包括使用其中示出的该系统和方法确定 OFDM符号的定时，仅可以达到相对低的同步精度。

发明内容

因此，本发明的目的是创建用于准确测量被测设备的信号中的符号开始时 间的测量设备和测量方法。

该目的通过权利要求1的测量设备的特征和权利要求9的测量方法的特征 来解决。从属权利要求包含进一步的发展。

用于测量被测设备的第一信号中的符号开始时间的本发明的测量设备包括 用于接收所述第一信号的接收部件和用于处理所述第一信号的处理部件。所述 处理部件还包括用于计算所述符号开始时间的同步计算部件，所述同步计算部 件包括用于估计信道响应参数的信道估计部件、用于根据所述信道响应参数计 算相位值的相位部件、用于执行所述相位值的微分的微分部件、以及用于根据 求微分后的相位值计算所述符号开始时间的计算部件。因此，可以精确计算实 际的开始时间。

所述处理部件有利地包括用于确定估计的符号开始时间的同步估计部件。 所述计算部件然后被设置用于通过将根据求微分后的相位值获得的值增加到估 计的符号开始时间来计算符号开始时间。通过使用该两步骤的方法，可以达到 降低的计算复杂度。

有利的是，所述相位部件包括用于根据信道响应参数计算相位值的相位计 算部件和用于执行相位值的相位展开的相位展开部件。这实现了相位值的简单 而精确的计算。

所述处理部件有利地还包括用于计算求微分后的相位值的加权平均值的平 均化部件。所述计算部件然后被设置用于通过将所述加权平均值增加到估计的 符号开始时间来计算符号开始时间。这实现精度的提高。

有利的是，所述平均化部件包括用于执行至少两个求微分后的相位值的累 加的累加部件和用于通过对累加的求微分后的相位值执行归一化来确定所述加 权平均值的归一化部件。因此，达到了简单的平均化。

所述归一化部件有利地被设置用于使用预设的参数来归一化累加的求微分 后的相位值。这实现开始时间的简单计算。

有利的是，所述信道估计部件通过使用第一信号中接收到的导频符号和由 所采用的通信标准定义的已知的导频符号来估计信道响应参数。从而达到了简 单的信道估计。

本发明的测量方法用于测量被测设备的第一信号中的符号开始时间的目 的。所述方法包括接收所述第一信号以及处理所述第一信号。此外，该方法包 括通过估计信道响应参数、根据所述信道响应参数计算相位值、执行相位值的 微分、以及根据求微分后的相位值计算符号开始时间来计算符号开始时间。因 此，可以精确计算实际的开始时间。

附图说明

本发明的示例性的实施方式现在关于仅作为非限制性示例的附图来进一步 解释，其中，

图1示出了第一时间图中的一些OFDM符号；

图2示出了第二时间图中的一些OFDM符号；

图3示出了时间图中的OFDM符号和多个相关参数；

图4以框图示出了本发明的测量设备的实施方式；

图5以框图示出了本发明的测量设备的实施方式的第一细节；

图6以框图示出了本发明的测量设备的实施方式的第二细节；以及

图7示出了本发明的测量方法的实施方式。

具体实施方式

首先，我们根据图1-图3来表明本发明的潜在的问题和一般原理。根据图 4-图6，示出了本发明的测量设备的实施方式的结构和功能。最后，根据图7， 示出了本发明的测量方法的实施方式的功能。

在不同的附图中的类似的实体和附图标记已经部分省略。

本发明设置成用于通过使用已知的导频符号(例如OFDM)的通信标准工 作。从发送器处的OFDM调制器的输出端到接收器处的OFDM解调器的输入端， 我们处理时域的I/Q样本，同时我们在其它处理阶段处理频域的I/Q样本。

时域x(n)的I/Q样本和频域X(k)的I/Q样本之间的关系通过离散傅里 叶变换(DFT)给出：

$X\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N_{DFT}-1}{\Sigma }}x\left(n\right)*\exp (-j*2*\pi *k*n/N_{DFT})$

其中，

$N_{DFT}=\frac{T_{symb}}{T_s}=N_{symb}$

其中，T_symb为OFDM符号长度[秒]，N_symb为OFDM符号数[样本的数量]且 T_s＝1/f_s，其中，f_s为采样频率[Hz]。

OFDM系统中示例性的同步方法为适当的相关函数m(t)的连续估计。此 处利用了，在传输之前，每个OFDM符号的末尾在其开始处重复，作为循环前 缀(CP)。可能的相关函数可以为

$m\left(n\right)\frac{\underset{1=0}{\overset{N_w-1}{\Sigma }}x(n-1)*x^{*}(n-1-N_{symb})}{\frac{1}{2}\underset{1=0}{\overset{N_w-1}{\Sigma }}\left(\right|x{|}^2\left(n-1\right)+\left|x{|}^2\right(n-1-N_{symb}\left)\right)}$

其中x(n)、N_symb和N_W分别表示采样的OFDM信号、OFDM符号长度[样 本的数量]和相关窗口长度[样本的数量]。

图1中，这种相关函数16a针对N_W＝N_CP的理想OFDM信号来绘制，其中 N_CP为循环前缀长度[样本的数量]。图1示出了两个OFDM符号11a、11b，每个 OFDM符号11a、11b包括尾部12a、12b，尾部12a、12b被用作各OFDM符号 11a、11b的开始处的循环前缀10a、10b。可以观察到相关函数16a在符号边界 处有明显的相关峰17a、18a、19a，其考虑到精确的同步。

然而，存在这样的情况，即，发送器在发送之前使用窗函数对插入循环前 缀(CP)后的OFDM信号进行加权。如果接收器现在选择相关窗长度N_W＝N_CP， 这导致相关峰的严重弱化。因此，对于相关峰检测的稳健的定阈值是不可能的。 为了避开这个问题，相关窗口长度必须减小到N_W<N_CP。因此，反过来，这将失 去明显的相关峰，而得到相关平稳期。这可以容易地从图2看出，其中示出了 变化的相关函数16b和相关平稳期17b、18b、19b。此外，图2中示出窗函数9。 定时估计精确度受限于平稳期长度N_CP-N_W且我们得到|T_syncerror|<N_CP-N_W，其中 T_syncerror为同步误差。即使我们假设没有信道影响且没有加性高斯白噪声 (AWGN)，不等式|T_syncerror|<N_CP-N_W不能被加强。

为了提高同步精度，提出了一种定时估计技术，其是有效的，即如果我们 暗示对信道采用某些限制，对于信噪比SNR→∞，|T_syncerror|→0。

在具有非频率选择性相位的信道的情况下，给出了信道的数字基带模型， 即

对于kε{0,...,N_DFT-1}，

其中a(k)和为实数。如果发送器和接收器之间的传输信道没有产生频 率上的相位偏移，这是可能的。这例如在具有短的空中信道或电缆信道的实验 室设置中实现。

图3示出了一个OFDM符号11。OFDM符号11包括尾部12，该尾部12 用作该OFDM符号前的循环前缀10。OFDM符号11具有长度T_symb。OFDM符 号11的循环前缀10和尾部12都具有长度T_CP。

此外，图3示出了理想的接收器窗口13。这指示接收器尝试接收OFDM符 号11的理想的时间间隔。在这种情况下，接收器比OFDM符号11的实际开始 时间t_ref提前时间段T_readoffset而开始接收OFDM符号11，从而导致不准确的同步。 T_readoffset通常选为循环前缀10的持续时间T_CP的一半。但实际上，同步误差T_syncerror会出现。该误差改变了接收器针对实际接收器窗口14所采用的开始时间t_sync。

图4示出了本发明的测量设备1的实施方式。本发明的测量设备1包括接 收部件20，该接收部件20包括例如天线和前置放大器。此外，测量设备1包括 连接到模数转换器22的模拟处理部件21。测量设备1包括连接到模数转换器 22的数字处理部件23，数字处理部件23接着连接到显示部件24。模拟处理部 件21、数字处理部件23和显示部件24连接到进一步包括的控制部件25。

测量设备1连接到被测设备2，在这个例子中被测设备2为移动电话。被测 设备2连接到接收部件20。在这个例子中，使用电缆进行该连接。替选地，空 中连接是可以的。接收部件20接收来自被测设备2的信号，例如OFDM信号， 并处理该信号。例如，进行前置放大。由此产生的信号被传送到模拟处理部件 21，模拟处理部件21执行进一步的模拟处理。例如，执行滤波和频率降低到基 带或中频。所得到的模拟信号被传送到模数转换器22，模数转换器22将该模拟 信号转换为数字信号。该数字信号被传送到数字处理部件23，数字处理部件23 执行进一步的数字处理。例如，执行同步、解调和解码。作为数字处理部件23 的一部分，执行符号开始时间的测量。

关于数字处理部件23的详细功能，参考图5和图6。数字处理部件23的结 果被传送给显示部件24且被显示。模拟处理部件21、数字处理部件23和显示 部件24的功能由控制部件25来控制。

图5中，示出了图4的实施方式的细节。这里只图示了数字处理部件23。 图4的模数转换器22的信号被传送给同步估计部件30，同步估计部件30例如 通过使用之前提到的相关来估计t_ref。该估计可以写成：

${\hat{t}}_{ref}=t_{ref}+T_{syncerror}$

其中T_syncerror为同步误差。信号和同步估计被传送给处理部件31，处理部件 31执行进一步的数字处理，例如解调和解码。但处理部件31的功能不是本发明 所关心的。此外，数字处理部件包括同步计算部件32，同步计算部件32也被提 供图4的模数转换器22的数字信号。此外，同步计算部件32被提供同步估计 部件30的同步估计。同步计算部件32计算图4的被测设备2的信号中的精确 的符号开始时间，并将精确的同步信息传送给处理部件31。关于同步计算部件 32的功能，参考图6。

图6示出了图4的本发明的测量设备1的实施方式的进一步细节。此处， 详细示出了图4的数字处理部件23所包括的图5的同步计算部件32。同步计算 部件32包括傅里叶变换部件39、连接到相位部件41的信道估计部件40。相位 部件41包括连接到信道估计部件40的相位计算部件41a和连接到相位计算部 件41a的相位展开部件41b。此外，同步计算部件32包括连接到相位部件41的 相位展开部件41b的微分部件42。此外，微分部件42连接到平均化部件43。 平均化部件43包括连接到微分部件42上的累加部件43a和连接到累加部件43a 的归一化部件43b。此外，同步计算部件32包括连接到平均化部件43的归一化 部件43b的计算部件44。

时间偏移

T_offset＝T_readoffset+T_syncerror

按照如下所示计算。傅里叶变换部件39被提供图4的模数转换器22的数 字化信号。傅里叶变换部件39进行傅里叶变换，优选快速傅里叶变换，以将信 号变换到频域。信道估计部件被提供频域信号和图5的同步估计部件30的同步 估计。信道估计部件40基于已知的导频符号和数字信号中的接收到的导频符号 进行信道估计。导频符号从所采用的通信标准中获知。信道估计部件40产生信 道响应参数作为结果。如前面所述，信道响应参数包括可用于计算精确的同步 的信息。信道估计部件40针对L个导频副载波估计信道

kε{k₀,k₀+1,...,k₀+L-1}。

为了简单起见，我们假定L个导频连续分布在副载波k上。然而，我们提出的 方法可以很容易地适用于其它分布。

在替选的实施方式中，同步计算部件32不包括傅里叶变换部件39和信道 估计部件40。在这种情况下，傅里叶变换部件39和信道估计部件40位于处理 部件31内。在这种情况下，同步计算部件32从处理部件31接收用于相位部件 41的输入信号。本实施方式是有利的，因为为了解码OFDM信号，信道估计和 傅里叶变换无论如何是需要的。在该替选的实施方式中，因此可以降低计算复 杂度。

通过利用DFT的循环移位特性

$X\left[{(n-m)}_{N_{DFT}}\right]\leftrightarrow \exp (-j*2*\pi *\frac{k}{N_{DFT}}*m)*X\left[k\right]$

其中(.)N_DFT表示模N_DFT运算符，我们假定且根据公式(1)， 信道估计器的输出可以被建模为：

对于kε{k₀,k₀+1,...,k₀+L-1}，

其中N_offset＝N_syncerror+N_readoffset，N_syncerror和N_readoffset分别为T_s的多倍[样本的 数量]中的同步误差和读取偏移，n(k)为高斯白噪声(WGN)。

信道响应参数被传输到相位部件41，更精确地被传输到相位计算部件41a。 相位计算部件41a确定相位值。

这些相位值包含前面所描述的同步误差。这些相位值被传送到相位展开部 件41b，相位展开部件41b进行相位展开。这意味着，连续相位根据相位值被计 算，该连续相位可包括相位跳跃。由此产生的展开相位值被传送到微分部件42， 微分部件42计算求微分后的展开相位值。

对于kε{k₀+1,...,k₀+L-1}，$y^{\prime }\left(k\right)=-2*\pi *\frac{N_{offset}}{N_{DFT}}+n^{\prime \prime }\left(k\right)$

在替选的实施方式中，相位部件41不包括相位展开部件41b。在这种情况 下，相位计算部件41a直接连接到微分部件42。微分部件42然后连接到展开部 件，展开部件被设置用于消除由上述设置中的相位展开部件41b所消除的不连 续性。这些展开部件然后连接到平均化部件43。

求微分后的展开相位值然后被传送到平均化部件43，平均化部件43对求微 分后的展开相位值进行加权平均。这通过将求微分后的展开相位值传送给累加 部件43a来实现，累加部件43a累加至少两个连续的求微分后的展开相位值。大 量的求微分后的展开相位值可以由累加部件43a来累加。

${y^{\prime }}_{accumulated}=-2*\pi *\frac{N_{offset}}{N_{DFT}}*(L-1)+\underset{k=k_0+1}{\overset{k_0+L-1}{\Sigma }}{n}^{\prime \prime }\left(k\right)$

完成累加43a后，求微分后的展开相位值的所产生的总和被传送到归一化部 件43b，归一化部件43b使用预定义的参数执行归一化，从而根据y'_accumulated我 们得到估计

${\hat{N}}_{offset}=-\frac{y_{accumulated}^{\prime }*N_{DFT}}{2*\pi *(L-1)}$

${\hat{T}}_{offset}={\hat{N}}_{offset}*T_s$

用于归一化的预定参数是可配置的，因此在测量方法和测量设备的操作过 程中可以改变。

产生的值现对应于它被传送到计算部件44，计算部件 44通过将加权平均值增加到图5的同步估计部件30所提供的估计的符号开 始时间t_sync来计算符号开始时间t_ref。

最终，我们得到：

${\hat{t}}_{ref}=t_{sync}+{\hat{T}}_{offset}$

替选地，平均化部件43可以省略。在这种情况下，从微分部件42中得到 的求微分后的展开相位值被直接传送到计算部件44。但是，在这种情况下，计 算部件44在计算符号开始时间之前，必须对微分部件42所得到的值进行归一 化处理。

图7中，示出了本发明的测量方法的示例性实施方式。在第一步骤100中， 执行同步估计。可以使用已知的导频符号和接收到的导频符号的相关。结果为 估计的符号开始时间t_sync。无论是作为执行同步估计的一部分或独立于执行同步 估计，此外该步骤包括将信号进行傅里叶变换到频域。在第二步骤101中，执 行信道估计。例如，使用已知的导频符号和接收到的导频符号。产生的信道响 应参数在第三步骤102中用于计算相位值。这些相位值在第四步骤103中进行 相位展开。展开的相位值在第五步骤104中被求微分。由此产生的求微分后的 展开相位值在第六步骤105中被累加。在该步骤中，增加了预定量的展开相位 值。在第七步骤106中，执行累加的求微分后的展开相位值的归一化。该归一 化使用预定的归一化参数来执行。在第八步骤107中，从第七步骤106中得到 的值被累加到同步估计值，由此得到符号开始时间。

本发明并不局限于示例，尤其是不局限于任何OFDM通信标准。可以使用 许多不同的通信标准。示例性实施方式的特征，可以在权利要求所要求保护的、 和/或说明书中所描述的、和/或附图所绘制的特征的任何有利组合中使用。