一种基于改进过调制提升交流电机转矩输出能力的方法

摘要

本发明涉及一种基于改进过调制提升交流电机转矩输出能力的方法，包括：电流PI调节器根据i

说明书

技术领域

本发明涉及交流电机矢量控制技术，尤其是涉及一种基于改进过调制提升交 流电机转矩输出能力的方法。

背景技术

目前，在电动汽车和轨道交通等领域，由于控制方法的局限性，交流电机在 弱磁区面临着转矩输出小和直流侧电压利用率低的问题。目前，为了解决这类问题 的方法主要有两类：一类是对电机结构进行优化设计；另一类是从控制手段上研究 弱磁控制策略。第一类方法，通过改变电机的结构来获得转矩的提升，这种途径需 要使用更高级的工艺和技术，成本会增加很多。第二类方法，是实现弱磁区域d、 q轴下的定子电流的协调分配，以充分发挥电机在弱磁运行时的最大转矩输出能 力，而不需要增加成本。这类方法可以分为基于精确电机数学模型的解析计算方法、 附加控制闭环的优化方法和基于SVPWM的过调制方法等。

(1)基于精确电机数学模型的解析计算方法

精确电机数学模型的解析计算方法是指根据电压、电流约束方程以及电机数 学模型，以转矩最大化或效率最大化为目标，通过解析计算或者实验估计方法来获 得电流分配指令。这类方法可以解决转矩下降的问题，但是其受参数的影响较大， 并不能得到很好的控制效果。

(2)附加控制闭环的优化方法

通过给定直流母线电压与实际端电压的电压差值通过PI调节器输出电机反 馈控制量，当转速超过额定转速时，电机端电压达到饱和，端电压超过实际电压时， 输出反馈信号，产生去磁电流，对弱磁区的定子电流进行重新分配。这类控制方法 最大优势在于对电机参数没有依赖性，具有很好鲁棒性，响应无稳态误差，但是不 能最大程度的利用直流母线电压，产生最大的转矩。

(3)过调制方法

为了最大程度的利用直流母线电压，提高弱磁区域电机转矩输出能力，采用 过调制技术来扩展永磁同步电机运行区域。虽然，过调制算法会产生一定的转矩脉 动，但是，这种控制方法是目前解决这些问题最好的方法。然而，在控制过程中， 受到电流调节器饱和的影响，电流的响应速度较慢。

SVPWM原理中，三相两电平电压式逆变器根据桥臂开关的不同组合，共输 出八中状态的电压，分别对应空间复平面内六个长度为2/3U_dc的基本电压矢量和两 个零电压矢量(U_dc为直流电压)，六个基本电压矢量构成正六边形，并分为六个扇 区。

发明内容

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种基于改进过 调制提升交流电机转矩输出能力的方法，通过优化电压矢量及改进过调制方法，实 现交流电机弱磁区输出转矩的提升，具有母线电压利用率高、输出转矩提升大和电 流响应速度快等优点。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种基于改进过调制提升交流电机转矩输出能力的方法包括：

步骤S1：MTPA+弱磁控制器根据电机电磁转矩T_e^*获得dq轴电流指令i_d^*、i_q^*， 采集逆变器三相输出电流i_a、i_b、i_c和交流电机转子旋转角度θ_r经坐标变换后得到 dq轴电流分量i_d、i_q；

步骤S2：电流PI调节器根据i_d^*、i_q^*、i_d、i_q输出dq轴电压矢量U_d、U_q；

步骤S3：判断交流电机是否运行在非弱磁区，若是，U_d、U_q经坐标变换后得 到αβ轴电压矢量U_α、U_β，若否，U_d、U_q经过电压优化方法获得dq轴优化电压 矢量U_dn、U_qn，U_dn、U_qn经坐标变换后得到U_α、U_β；

步骤S4：根据U_α、U_β大小划分为不同调制区，由U_α、U_β输出修正后的dq 轴电压矢量U_d^*、U_q^*；

步骤S5：U_d^*、U_q^*经坐标变换后进行空间电压矢量调制，产生开关动作信号 来控制逆变器中IGBT的通断。

所述电压优化方法获得的dq轴优化电压矢量U_dn、U_qn满足以下公式：

U_dn[n]＝U_d[n]+-ΔU_d^*[n-1]

U_qn[n]＝U_q[n]+ΔU_q^*[n-1]

式中，

U_d[n]、U_q[n]为当前控制周期电压矢量的交直轴分量；

U_dn[n]、U_qn[n]为当前控制周期优化电压矢量的交直轴分量；

ΔU_d^*[n-1]和ΔU_q^*[n-1]为前一控制周期中电压参考矢量和优化电压矢量之间 的电压差。

所述步骤S3中根据信号U_k的值来判断交流电机是否运行在非弱磁区，当电机 参考电压矢量U大于或等于时，U_k为1，交流电机运行在弱磁区，而当电 机参考电压矢量U小于时，U_k为0，交流电机运行在非弱磁区，其中，U_dc为直流母线电压的幅值，U表示为U_α、U_β合成矢量的幅值。

所述步骤S4具体为：根据电压矢量U_α、U_β与由基本电压矢量构成的正六边 形之间位置的不同，将电机运行区域划分为四个调制区间，分别在各自区间进行调 制，输出修正后的dq轴电压矢量U_d^*、U_q^*，包括：

(1)恒定转矩区：当时，采用传统SVPWM调制方法进行调 制；

(2)过调制一区：当时，采用最小相位跟随过调制方法 进行调制；

(3)过调制二区：当时，采用幅值跟随过调制方法进行 调制；

(4)六拍运行区：当时，采用六拍运行控制方法进行调制；

其中，U_dc为直流母线电压的幅值，U为电机参考电压矢量的大小，表示为U_α、 U_β合成矢量的幅值。

所述最小相位跟随过调制方法为：保持U的相角不变来截取U，使其末端位于 正六边形边界上，形成新的电压矢量为U^*，即用U^*来替代原矢量U，U^*对应U_d^*、 U_q^*合成矢量。

所述幅值跟随过调制方法为：将U在由基本电压矢量构成的正六边形上进行投 影修正，形成新的参考空间电压矢量U^*，即用U^*来替代U，U^*对应U_d^*、U_q^*合成 矢量；

当新合成的电压矢量位于正六边形边界的延长线上时，用最靠近U^*的基本电 压矢量U₁^*替代U^*作为新的电压矢量，U₁^*对应U_d^*、U_q^*合成矢量。

所述六拍运行控制方法为：随着电压矢量U的旋转，用最靠近U的基本电压矢 量U₁^*替原来的U，U₁^*运行轨迹在正六边形的每个顶点都停留1/6周期，U₁^*对应 U_d^*、U_q^*合成矢量。

与现有技术相比，本发明适用于电动汽车和轨道交通等以交流电机为控制核心 的领域，具有以下优点：

1)当电机运行在弱磁区时，在电流PI调节器输出的电压值的基础上，根据电 压优化方法计算得到优化后的电压矢量。再通过2r/2s变换，将二相同步旋转坐标 系下的电压转换到二相静止坐标系下，经过本文改进的过调制及六拍运行算法，拓 展电压矢量的运行区域，提高母线电压利用率，实现电机转矩的提高，电流响应速 度快。

2)本发明的控制方法可以方便的叠加在交流电机矢量控制算法中，直接实现 弱磁区输出转矩的提升。

3)本发明采用的控制策略能够在弱磁区提升转矩的输出能力，对解决交流电 机在弱磁区面临的转矩输出小问题提供了理论指导和实际意义。

附图说明

图1为本发明方法应用于交流电机矢量控制系统框图；

图2为电压优化方法框图；

图3为电压优化方法中矢量合成示意图；

图4为过调制方法示意图；

其中，(4a)为最小相位误差过调制方法示意图，(4b)为幅值跟随过调制方 法示意图，(4c)为幅值跟随过调制方法中夹角处修正示意图，(4d)为六拍运行控 制方法示意图；

图5为本发明方法与传统SVPWM控制方法的输出特性曲线对比图；

其中，(5a)为两种控制策略下的转矩与转速平均变化曲线，(5b)为两种控 制策略下的功率与转速平均变化曲线。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方 案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范 围不限于下述的实施例。

图1是交流电机矢量控制系统图，其中永磁同步电机控制系统的核心算法为 矢量控制，逆变器输出的三相电流驱动电机的旋转，本发明一种基于改进过调制提 升交流电机转矩输出能力的方法是在矢量控制基础上，加入电压优化和过调制及六 拍运行状态算法环节，实现在弱磁区输出转矩的提升。具体包括：

步骤S1：MTPA+弱磁控制器根据电机电磁转矩T_e^*获得dq轴电流指令i_d^*、i_q^*， 采集逆变器三相输出电流i_a、i_b、i_c和交流电机转子旋转角度θ_r经坐标变换后得到 dq轴电流分量i_d、i_q。其中，U_dn、U_qn、U_α^*、U_β^*反馈回MTPA+弱磁控制器，用 于电机的弱磁时产生弱磁增量。其中，MTPA+弱磁控制器采用MTPA(Maximum  Torque Per Ampere，最大转矩电流比)控制方法。

步骤S2：电流PI调节器根据i_d^*、i_q^*、i_d、i_q输出dq轴电压矢量U_d、U_q。

步骤S3：根据信号U_k的值来判断交流电机是否运行在非弱磁区，当电机参考 电压矢量U小于时，U_k为0，交流电机运行在非弱磁区，U_d、U_q经坐标变 换后得到αβ轴电压矢量U_α、U_β，当电机参考电压矢量U大于或等于时， U_k为1，交流电机运行在弱磁区，U_d、U_q经过电压优化方法获得dq轴优化电压矢 量U_dn、U_qn，U_dn、U_qn经坐标变换后得到U_α、U_β，其中，U_dc为直流母线电压的 幅值，U表示为U_α、U_β合成矢量的幅值。如图2所示，计算框表示求两 数平方和根，U_d、U_q的平方和的根即为参考电压矢量U，U_α、U_β与U_d、U_q合成 矢量的幅值的值相等，Z^-1为延迟一周期，U_k根据不同计算的结果，用于判断是否 进入弱磁区域。

电压优化方法的作用是当电机工作在六拍运行状态时，提高电流的动态响应速 度。图2是电压矢量优化算法框图，根据框图，得到优化后的电压矢量，进而实现 电流的快速响应。电压矢量优化算法模块根据信号U_k的值来控制开关的闭合，进 而控制电压矢量优化算法模块的介入时刻，当优化算法介入时，电流PI调节器输 出的U_d、U_q为被优化U_dn、U_qn，U_dn、U_qn满足以下公式：

U_dn[n]＝U_d[n]+-ΔU_d^*[n-1]

U_qn[n]＝U_q[n]+ΔU_q^*[n-1]

ΔU_d^*[n-1]＝U_d[n-1]-U_dn[n-1]

ΔU_q^*[n-1]＝U_q[n-1]-U_qn[n-1]

式中，

U_d[n]、U_q[n]为当前控制周期电压矢量的交直轴分量；

U_dn[n]、U_qn[n]为当前控制周期优化电压矢量的交直轴分量；

ΔU_d^*[n-1]和ΔU_q^*[n-1]为前一控制周期中电压参考矢量和优化电压矢量(即逆 变器输出电压)之间的电压差。

图3是电压矢量优化方法，直观地看出矢量的变化。在相邻的控制周期，U_d[n] 和U_d[n-1]的值近似相等，将前一周期的电压差-ΔU_d^*[n-1]和ΔU_q^*[n-1]与后一个 周期的电压参考矢量U_d[n]和U_q[n]相加之后形成了新的电压矢量U_dn[n]和U_qn[n]， 进而可以在控制时获得电流的快速响应。

步骤S4：根据电压矢量U_α、U_β与由基本电压矢量构成的正六边形之间位置 的不同，将电机运行区域划分为四个调制区间，分别在各自区间进行调制，输出修 正后的dq轴电压矢量U_d^*、U_q^*，图4是过调制算法示意图，根据四种不同的情况， 选择不同的过调制方法，以获得最佳的优化效果，具体为：

(1)恒定转矩区：当时，采用传统SVPWM调制方法进行调 制，其输出电压值与给定电压值相等，逆变器输出电压为正弦波，此区间可按照传 统SVPWM调制方法计算各基本电压矢量作用时间。

(2)过调制一区：当时，采用最小相位跟随过调制方法 进行调制。图4中(4a)为最小相位误差过调制方法示意图，当参考电压矢量U超 出正六边形时，保持U的相角不变来截取U，使其末端位于正六边形边界上，形成 新的参考电压矢量为U^*，即用U^*来替代原矢量U，再根据修正后的U^*计算开关电 压矢量的作用时间。修正后的电压参考矢量幅值和相位分别可以由下式计算得到：

γ^*＝γ

$U^{*}=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{\sqrt{3}\sin (\frac{2\pi }{3}-\gamma )}$

式中，U^*对应U_d^*、U_q^*合成矢量，γ^*、γ为对应U^*、U的角度。

(3)过调制二区：当时，采用幅值跟随过调制方法进行 调制。图4中(4b)为最小幅值误差过调制的示意图，当参考电压矢量U在正六边 形边界之外时，将U在正六边形上进行投影修正，形成新的参考空间电压矢量U^*， 即用U^*来替代U，再根据U^*来计算开关电压矢量作用时间。修正后的电压矢量的 相位和幅值可以由下式计算得到：

${\gamma }^{*}=\frac{\pi }{6}-\arctan \left(\frac{U^{*}\sin (\frac{\pi }{6}-\gamma )}{U_{\mathrm{dc}}/\sqrt{3}}\right)(0\le \gamma \le \frac{\pi }{3})$

$U^{*}=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{\sqrt{3}\cos (\frac{\pi }{6}-{\gamma }^{*})}$

此时，U^*对应U_d^*、U_q^*合成矢量，γ^*、γ为对应U^*、U的角度。

特别的是，采用上面投影修正电压矢量的方法，在夹角处有可能出现新合成的 参考电压矢量位于正六边形边界的延长线上，此时需要对原有的过调制算法进行修 正，修正方法如图4中(4c)所示。此时，用最靠近U^*的基本电压矢量U₁^*替代U^*作为新的电压参考矢量，再根据U₁^*来计算开关电压矢量的作用时间。经过修正后 的电压矢量的相位和幅值由下式计算得到：

${{\gamma }_1}^{*}=0,{U_1}^{*}=\frac{2}{3}{U}_{\mathrm{dc}}({\gamma }^{*}<0)$

${{\gamma }_1}^{*}=\frac{\pi }{3},{U_1}^{*}=\frac{2}{3}{U}_{\mathrm{dc}}({\gamma }^{*}>0)$

此时，U₁^*对应U_d^*、U_q^*合成矢量，γ₁^*为对应U₁^*的角度。

(4)六拍运行区：当时，采用六拍运行控制方法进行调制。如 图4中(4d)所示。随着参考电压矢量U的旋转，用最靠近U的基本电压矢量U₁^*替 原来的U，U₁^*运行轨迹在正六边形的每个顶点都停留个1/6周期，电机进入六拍 运行状态。在六拍运行状态，逆变器依次输出六个非零基本电压矢量，相电压波形 为阶梯波。此时，逆变器输出电压为最大值，直流侧母线电压利用率为最高。经过 修正后的电压矢量的相位和幅值可以由下式计算得到：

${{\gamma }_1}^{*}=0,{U_1}^{*}=\frac{2}{3}{U}_{\mathrm{dc}}(0\le \gamma <\frac{\pi }{6})$

${{\gamma }_1}^{*}=\frac{\pi }{3},{U_1}^{*}=\frac{2}{3}{U}_{\mathrm{dc}}(\frac{\pi }{6}\le \gamma <\frac{\pi }{3})$

此时，U₁^*对应U_d^*、U_q^*合成矢量，γ₁^*、γ为对应U₁^*、U的角度。

步骤S5：U_d^*、U_q^*经坐标变换后代入基础的SVPWM算法中，得到各基本电 压矢量作用时间，并将其作用在逆变器上完成控制。

图5是输出特性曲线对比图。在t＝0s时，设定给定转矩为150N·m，让电机从 0开始加速到9500r/min，分别采用本文提出的控制策略和传统控制策略，得到这 两种控制策略下的转矩与转速平均变化曲线和功率与转速平均变化曲线，分别如图 (5a)和图(5b)所示。

从图(5a)中可以看出，电机采用本文提出的控制策略，在三倍转折速度(约 为9500r/min)时，转矩提升了大约11％，电机的恒转矩区域大约拓展了14％。从 图(5b)中可以看出，采用本文提出的控制策略时，电机在三倍转折速度时，输出 功率大约提升了8.5％。

综上所述，本发明所提的基于坐标变换谐波补偿的永磁同步电机转矩脉动抑制 算法可以快速有效的使逆变器输出电流的谐波含量降低，本发明方法在电机矢量控 制的基础之上，采用谐波提取注入的方式，完成谐波的抑制，进而完成转矩脉动的 抑制，该方法可以在不修改硬件的前提下，在原矢量控制算法上进行叠加，有较高 的可移植性，对工业电机的转矩脉动以及电磁噪声问题有抑制作用。