用于在低速或零速下的无传感器永磁无刷电机的不同类型操作之间切换以决定转子位置的方法及系统

摘要

本发明公开用于控制电机切换的系统及方法。系统包括控制器单元，所述控制器单元具有控制信号发生器、存储器装置、处理单元、信号采集装置和模数转换器。功率级具有多个开关并接收来自控制信号发生器的控制信号和来自电源的功率信号。功率级用多级脉冲驱动三个定子绕组的集合中的两个绕组，并留下三个定子绕组中的一个定子未受驱动。处理单元获得未驱动绕组上的解调制的测量电压。处理单元与功率级通信以在解调制的测量电压超过阈值时改变三个定子绕组中受驱动的两个绕组。

说明书

交叉引用 

本申请案是2013年3月13日申请的标题为“Circuit and Method for Sensorless Control of a Permanent Magnet Brushless Motor During Start-up”的美国申请案第13/800,327号的部分接续申请案，且本申请案请求2012年5月25日申请的标题为“Circuit and Method for Sensorless Control of a Brushless Motor During Start-up”的美国临时申请案第61/651,736号的权益，所述美国临时申请案以全文引用的方式并入本文中。 

技术领域

本发明通常涉及电机控制器，且更特定地涉及在启动期间用于永磁无刷电机的无传感器控制的系统和方法。 

背景技术

有传感器的无刷电机技术是众所周知的且有益于低速下的最小缺陷控制和可靠旋转。有传感器的系统具有一个或多个传感器，所述一个或多个传感器与电机控制器连续通信，为所述电机控制器指示转子所处位置、转子的转速及转子是向前转还是反向转。有传感器的系统中的传感器增加成本并提供可损坏或磨损的额外零件，增加了耐久性和可靠性问题。无传感器系统可读取电源连接中的电流脉冲来确定旋转和速度。无传感器系统趋向于能够控制较高速度（例如，每分钟转数（“RPM”））下的电机，但可能在极低的启动速度下遭受负载下的抖动，导致性能不如有传感器的无刷电机。 

抖动是无传感器无刷电机系统在初始启动速度下所发生的现象且通常在电机已获得足够速度后就不再存在。抖动产生的原因是，在低速或零速下，无传感器的算法没有足够的信息来决定激励哪个绕组及以何种顺序激励绕组。用于启动无传感器系统的一种常见解决方案是激励一个绕组对来将转子锁定在 已知位置。随后以预定义速率和PWM占空比换向电机绕组，直到转子达到用于使无传感器控制参与的足够高的速度。然而，尤其在存在随时间变化的负载时，即使是此解决方案也将会在启动期间导致抖动。对于具有最小初始转矩或可预测的初始转矩的负载，可减少抖动或可使抖动难以察觉。然而，一些电机应用/使用情景（例如使电动自行车开始上坡）需要用于启动的显著转矩，并且初始转矩是非常不可预测的。无传感器无刷电机系统的使用有时由于低速高转矩操作而受阻，比如电动车辆/自行车的攀岩或复杂和精细的场地赛，因为在这些困难情境中，可发生显著抖动并可导致电机过早烧毁。 

图1是处于三相功率级的电机控制系统10的方块图，如先前技术中所知。许多三相电机控制系统10包括具有控制信号发生器12的控制器发生器、栅极驱动器14和功率级16。在无传感器控制的情况下，还包括反馈电路，具体是检测网络18和电流感测电路20，所述电流感测电路20利用感测电阻器R_SENSE。一般来说，无传感器控制的目标是检测电机对施加的脉冲宽度调制（PWM）源电压的响应来识别转子位置和运动。 

类似地，电流感测电路20可用于检测横越被驱动绕组的电机电流的幅值和方向。经常使用低侧分流监控。图1图示用于低侧监控的常用配置。本领域技术人员可易采用替代性电流感测技术，例如监控（包括高侧监控）每个逆变器支路中的相电流，且此替代性技术是本领域一般技术人员所熟知的。 

控制信号发生器12通常从低电压源供电。因此，栅极驱动器14的功能包括将低电压控制信号移位到匹配功率级16的输入要求的电平。功率级16包括半导体开关装置。图1中图示MOSFET，但可使用其他装置，例如绝缘栅极双极型晶体管（insulated gate bipolar transistors;IGBT。可使控制信号产生来自电源Vpwr的梯形（又称为方块或6步换向）或正弦波驱动。脉冲宽度调制通常在无刷DC（BLDC）电机控制中与梯形驱动一起使用。要求较低声频噪音或较低转矩波动的系统得益于正弦波驱动。 

关于PWM驱动技术的领域的技术人员理解产生梯形控制、正弦波控制或其他控制的各种模式。可通过电机相和/或相电流上的电压检测电机对PWM驱动的响应。 

如图1所示，对于无刷DC电机控制，驱动功率级16，以使得电流流入第一电机相（例如，U相）中并离开第二电机相（例如，V相）。电机30中的 转子（未图示）位置指定驱动哪一相位对来力图实现转子的最大转矩和平滑（无抖动）旋转。反馈控制用于推断转子位置。 

图2是Y形连接电机30的图示说明，如先前技术中所知。所述图示说明中的Y形连接电机30具有单极对永磁转子32，所述单极对永磁转子32经定位以使得所述单极对永磁转子32的南极34接近U相36的绕组。在所述条件下，对本领域技术人员显而易见的是，W相38和V相40是适合驱动以便发起转子32旋转的相位对。永磁转子32的极性确定流经所述相位的电流的方向。因此，功率级16将W相38连接至Vpwr并将V相40连接至地面24，导致电流流入W相38中并离开V相40，如用电流箭头所表示。如图2中所示，电流流经线圈W相38和V相40的净效应是电磁体的形成，所述电磁体具有W相38处的北极和V相40处的南极。此电磁体在永磁N极42和形成在W相38处的电磁N极之间产生排斥力，并在永磁N极42和形成在V相38处的电磁S极之间产生吸引力。 

由于N极和S极相互吸引，如果电磁体在此电流流动配置中持续足够长的时间，那么所得的转矩将使永磁N极42立即移动到V相40之后的位置并使永磁S极34立即移动到W相之前的位置，且将停止永磁转子32的旋转。为了保持永磁转子32的旋转，功率级16必须换向到新的相位对。最佳换向点是转子位置相对于未驱动相位（未由Vpwr驱动的相位）的线圈的函数。在图2中，U相36是未驱动相位。理想情况下，转子角度将相对于与未驱动相位的线圈的对准跨越-30°到+30°。由于此60°的跨度是一次电气转动的六分之一，所以所述60°跨度通常被称为一个六分周。 

图3是由表1进一步定义的6步换向方法，如先前技术中所知。考虑到图2中所示的条件，在表1中概述且在图3中进一步说明通常被称为6步换向方法的步骤顺序的高级描述。 

表1：用于图2中所示的Y形连接电机的6步换向顺序 

6步换向顺序导致一次电气转动。考虑到此简化的实例，应理解，当此六步方法完成时，将驱动被适当驱动的永磁转子进行一次机械转动。极对数量的增加导致每机械转动的电气转动的数量的等量增加。比较表1和图2，应理解，图2说明顺序步骤0，其中从W相38推动永磁N极42并由吸引力拉到V相40。当永磁S极34到达U+30°位置时，功率级16换向到驱动电流从W相38到U相36的顺序步骤1，致使U相变成电磁S极。因此，U相36排斥或推动永磁S极34，且相38吸引S极从而继续永磁转子32的顺时针运动。 

对无刷永磁电机的无传感器控制的多数现有解决方案利用对称脉冲宽度调制信号。图4A是一个对称脉冲宽度调制信号的一个实例的图示说明，如先前技术中所知。对称脉冲宽度调制信号的一个循环可包括针对时间跨度T_A的正电压V+，以及针对时间跨度T_B的负电压V-，其中V+和V-的绝对值相等且最大PWM周期是T_A+T_B。在V+下的时间跨度引用为信号的激励部分，且在V-下度过的时间跨度引用为信号的去激励部分。图4B是一个非对称脉冲宽度调制信号的一个实例的图示说明，如先前技术中所知。所述信号包括V+下的时间跨度T₁和在近似0V下的第二时间跨度T₂。T₁和T₂的和表示PWM周期。在启动和低速下很难控制对称驱动电机和非对称驱动电机两者。因为很难定位转子的位置，所以很难识别将提供所需转矩的换向顺序步骤。 

因此，迄今为止，行业中存在对于解决上述缺陷和不足的未解决的需求。 

发明内容

本发明的实施方式提供用于控制在多相无传感器无刷电机的定子绕组的集合的驱动中的顺序相位切换的系统和方法。在架构方面简要地描述， 除了其他实施方式以外，系统的一个实施方式可如以下实施。系统包括控制器单元，所述控制器单元具有控制信号发生器、存储器装置、处理单元、信号采集装置和模数转换器。功率级具有多个开关并接收来自控制信号发生器的控制信号和来自电源的功率信号。功率级用多级脉冲驱动三个定子绕组的集合中的两个绕组，并留下三个定子绕组中的一个定子未受驱动。处理单元获得在未驱动绕组上的解调制测量电压。处理单元与功率级通信以在解调制测量电压超越阈值时，改变三个定子绕组中受驱动的两个绕组。 

本发明也可被视为是提供一种控制电机切换的方法。方法包括以下步骤：在三个绕组的集合中的两个绕组上驱动多级脉冲宽度调制信号；测量三个绕组的集合中的未驱动绕组上的多个电压值；对测量的电压值进行信号处理；以及在经处理的电压值超过换向阈值时改变受驱动的两个绕组。 

在查阅以下图式和详细说明之后，本发明的其他系统、方法、特征和优点将对或将变得对本领域技术人员显而易见。旨在所有所述额外系统、方法、特征和优点包括在所述描述中、在本发明的范围之内及受到附随的权利要求书的保护。 

附图说明

可参考以下图式更好地理解本发明的许多方面。图式中的组件未必按比例绘制。而是着重于清楚说明本发明的原理。此外，在图式中，相同的元件符号指代遍及多个视图的相应部件。 

图1是处于三相功率级的电机控制系统的方块图，如先前技术中所知。 

图2是Y形连接电机的图示说明，如先前技术中所知。 

图3是由表1进一步定义的6步换向方法，如先前技术中所知。 

图4A是一个对称脉冲宽度调制信号的一个实例的图示说明，如先前技术中所知。 

图4B是一个非对称脉冲宽度调制信号的一个实例的图示说明，如先前技术中所知。 

图5是根据本发明的第一示范性实施方式的处于三相功率级的电机控制系统的方块图。 

图6是表示图2所示的电机相的解调制信号的图示说明。 

图7是根据本发明的示范性实施方式的示范性电压感测电路的图示说明，所述示范性电压感测电路可结合图5中的电机控制系统使用。 

图8是根据本发明的示范性实施方式的示范性电流感测电路的图示说明，所述示范性电流感测电路可结合图5中的电机控制系统使用。 

图9为根据本发明的示范性实施方式的用于驱动电机的示范性多相脉冲宽度调制信号的图示说明。 

图10A是根据本发明的示范性实施方式的解调制未驱动相位信号的图示说明，所述解调制未驱动相位信号与图5的电机控制系统相关联。 

图10B是根据本发明的示范性实施方式的解调制未驱动相位信号的图示说明，所述解调制未驱动相位信号与图5的电机控制系统相关联。 

图11是根据本发明的示范性实施方式的流程图的图示说明，所述流程图图示使用图5的电机控制系统110的方法。 

具体实施方式

图5为根据本发明第一示范性实施方式的用于无传感器无刷永磁DC电机30的三相功率级116的电机控制系统110的方块图。电机控制系统110包括控制器单元160，所述控制器单元160具有控制信号发生器112、存储器装置162、处理单元164、信号采集装置166，及模数转换器170。控制信号发生器112将六个输入馈送到栅极驱动器114中。可由独立电源（未图示）供电的栅极驱动器114控制功率级116中的六个MOSFET开关168。开关的操作决定电流从电源V_pwr流动穿过电机30中的定子绕组36、38、40。 

电压感测电路118和电流感测电路120用于电机的闭合环路控制。功率级116具有成对分组的6个开关。每一开关对均配置为半桥。每一开关具有控制输入。功率级116的输出被馈送到三相BLDC电机的绕组U36、V40、W38中。功率级116由具有DC电压的电压源V_pwr供应，功率级使用所述电压源向绕组U36、V40、W38供应多级脉冲宽度调制信号。电压源V_pwr的电流返回路径通过电流感测电阻器R_SENSE直通地面。用于梯形控制的多级脉冲宽度调制无刷DC电机30的功率级116通常一次激励三个绕组36、38、40的集合中的两个电机绕组。 

在未驱动相位下可获得电压信号。所述电压信号可用于通过与PWM切换速率同步地解调制未驱动相位电压来产生换向信号。当存在近零驱动电流时，换向信号具有1/2电气转动的周期性。此换向信号的形状与永磁转子32对定子绕组36、38、40的作用有关。可通过仅考虑未驱动相位与PWM的两个不同驱动状态中的切换之间的电压差来执行解调制。当将实质上大于零的电流驱动到主动端子对中时，信号具有新增的分量，所述新增的分量具有完整电循环的周期性。 

图6是表示图2和图3中所示电机相的解调制未驱动相位信号的图示说明。下标D指示信号来自解调制的未驱动绕组。在此，针对1/2电循环图示用于相对于转子角度相互叠加未驱动相位信号。可通过监控未驱动相位信号和以电机电流的函数的值换向来决定适当的换向时间，所述未驱动相位信号来源于解调制的未驱动相位信号。随着电流增加，比较值将改变，但图6代表通过驱动绕组的近零电流。 

如图6中所示，虚线U_D表示当U相36在换向顺序步骤0期间断开并且用PWM波驱动W相38和V相40时所产生的解调制信号。所述驱动组合为产生x-轴上从旋转位置1.25到1.75点的大多数转矩的连接，所述旋转位置为六分周位置。 

如果用向右推的转矩驱动电机，当到达1.75点时，电机在适当方向上旋转，并且从WV相到WU相的换向应发生在1.75点处。同样，如果转子在正被顺时针方向电气驱动时逆时针旋转，例如在山坡上启动电动踏板车，那么U_D具有介于1.25与1.75之间的负斜率。如果到达了1.25点，则应切换到之前的换向相UV或换向顺序步骤5。所述点与解调制信号U_D相关联，达到1.5伏或-1.5伏分别用于向前或向后换向，在图6中图示为THRESHOLD（阈值）。当到达x-轴上的1.75时，在换向到WU相之后，将随后产生与V相40相关的解调制信号，即V_D。如果到达1.25（被迫反向），将随后产生与W相相关的解调制信号，即W_D。 

如果来自永磁体的换向信号分量占主导地位，则直接决定换向时间。得到来自未驱动相位的换向信号，并且在达到预定值时，使电机提前到下一个相位或先前的相位。因为负载可能在与启动时所需旋转相反的方向上旋转，所以先前的相位超前很重要。对于最大转矩，重要的是换向水平相 对精确。 

当所需启动转矩较高时，需要使实质上大于零的电流通过驱动绕组来产生高转矩。当驱动绕组电流较高时，更难根据未驱动相位信号决定换向断点。当电流已超出近零电平时，换向信号实质上关于旋转位置变换。 

图7是表示图2中所示的电机相的解调制信号在高转矩和电流的影响下的图示说明。在先前识别的换向断点处（当转子角度为1.25和1.75时）的解调制的未驱动绕组（U_D）信号的固有值为0V和3V。因此，如图6中所示，如果电机控制器以用于换向的-1.5V和1.5V的阈值操作，则电机将不能获得借助适当的电机换向所获得的最大有效转矩。在向前运动的情况下，换向将过早，导致转移到将提供较少转矩的换向顺序步骤。在电机向后旋转的情况下，换向可能太迟而不能根据先前的换向步骤实现高转矩。另外，在略高电流下，可能产生不能完全换向的结果，从而引导控制器错误地尝试在错误的方向上驱动电机。电流对解调制信号的效应对于偶数六分周和奇数六分周（与1、3、5相反的换向顺序步骤0、2、4）可能不同。电机特征指示与偶数六分周相关联的解调制信号的部分随着电流成成比例地变化，并且与奇数六分周相关联的解调制信号的部分随着电流成反比例地变化。 

图8是根据本发明的示范性实施方式的示范性电流感测电路120，所述示范性电流感测电路120可结合图5中的电机控制系统110使用。电流感测电路120放置在电流感测电阻器R_SENSE与控制器单元信号采集装置166之间的第二控制环路的反馈路径中。电流感测电路120的电源电压电平与控制器单元160的的电源电压电平大致相同。如图5中所示，电流感测电路120包括放大器174，所述放大器174经配置用于横越R_SENSE的电压差分测量。设置放大器174的输入共模电压和增益，使得放大器输出在大约中间供应处来促进监控在正反方向上流动的R_SENSE电流。 

如先前所描述，功率级116供应多级脉冲宽度调制信号到绕组。多级脉冲宽度调制信号可能是可在非对称脉冲宽度调制信号与对称脉冲宽度调制信号之间切换的信号。多级脉冲宽度调制信号也可是在单一周期中具有三个电压电平而不具有由对称信号和非对称信号提供的两个电压电平的信号。 

图9是根据本发明的示范性实施方式的用于驱动电机的示范性多相脉冲宽度调制信号的图示说明。多相脉冲宽度调制信号包括针对T₁的正电压V+、针对T₂的负电压V-，及针对T₃的零电压，使得信号周期为T₁+T₂+T₃。与图4A和图4B中所示的信号相比，图9中的正电压级与图4A和图4B中的每一者中的激励级相差无几。图9中的负级与图4A中的去激励级相差无几。图9中的零级与图4B中的去激励级相差无几。可使用相同的功率级116切换实现所述三个级，所述功率级116切换用于获得图4A和图4B中的可比较的级。 

使用所述三级脉冲宽度调制信号可能增加信噪比（SNR），允许更有效地使用解调制测量电压来控制换向驱动绕组。可基于操作条件和电机特性计算正电压部分、负电压部分及零电压部分中的每一者的持续时间，并且可针对连续循环更改每一部分的持续时间来适应操作条件和电机特性。可针对后续循环来改变多级脉冲宽度调制信号的周期。 

电机控制系统110可用于控制电机30，例如图2中所示的电机30。图10A是根据本发明的示范性实施方式的解调制未驱动相位信号的图示说明，所述解调制未驱动相位信号与电机控制系统110相关联。信号V和信号W为电机30的两个端子上的驱动信号。最初，图10A图示具有补充驱动的占空比约为50%的PWM。通常，驱动相电压将为介于接地电压与电源电压之间的值。PWM信号随后切换到非对称驱动。信号V和信号W保持驱动绕组在电机30上。W+栅极和V-栅极将在激励时闭合同时其他四个栅极断开。W-栅极和V-栅极将在去激励时闭合，断开来自电源V_pwr的绕组的集合，并且将W相和V相相互连接并且接地。驱动相电压将保持介于接地电压与电源电压之间的值。通过返回到具有补充驱动的初始占空比约为50%的PWM关闭PWM信号。 

取决于电机尺寸和构造以及其他因素，典型的切换频率在1kHz到25KHz范围中。在未驱动相位下的信号在图10A中图示为信号U。信号U根据转子位置变化，所述转子位置改变定子中的磁场。当具有调制信号的脉冲对称时，通过测量介于高b_n电平与低a_n电平之间的信号U上的电压差来得到用于位置感测的解调制未驱动相位信号U_D。此电压差可被视为对来自PWM信号的位置信号的解调制。当PWM信号不对称时，通过相对于参考 电压测量在激励相期间的电压来得到解调制未驱动相位信号U_D。所测量的电压与参考电压的所述比较是解调制步骤的至少一部分。将解调制信号与确定的阈值（例如有图6中所示的阈值）比较，且所述解调制信号用于确定换向断点，在换向断点处功率级输出将切换到待驱动的下一个绕组对。图10A中U_D的图示说明类同于图6中随着稳定转子运动操作的U_D曲线的1.25到1.75的转子角度部分。 

图10B是根据本发明的示范性实施方式的解调制未驱动相位信号的图示说明，所述解调制未驱动相位信号与图5的电机控制系统相关联。在未驱动相位下的信号在图10A中图示为信号U。信号U根据转子位置变化，所述转子位置改变定子中的磁场。通过测量介于具有调制信号的三级脉冲的高b_n电平与低a_n电平之间的信号U上的电压差来得到用于位置感测的解调制未驱动相位信号U_D。此电压差可被视为对来自PWM信号的位置信号的解调制。将解调制信号与确定的阈值（例如图6中所示的阈值）比较，且所述解调制信号用于确定换向断点，在换向断点处功率级输出将切换到待驱动的下一个绕组对。图10A中U_D的图示说明类同于图6中随着稳定转子运动操作的U_D曲线的1.25到1.75的转子角度部分。 

图11是根据本发明的示范性实施方式的流程图200的图示说明，所述流程图200图示使用图5的电机控制系统110的方法。应注意，流程图中的任何过程描述或方块应理解为表示包括一或多个指令的模块、区段、代码的部分或步骤，所述一或多个指令用于实施过程中的特定逻辑功能，并且替代实施包括在本发明的范围内，在本发明中，如将由本发明的所属领域中的技术人员理解，根据所涉及的功能性，可自所图示或论述的次序（包括实质上同时地或以相反次序）执行功能。 

如由方块202所示，在三个绕组的集合中的两个绕组上驱动多级脉冲宽度调制信号。测量三个绕组的集合中的未驱动绕组的电压（方块204）。解调制测量的电压（方块206）。当解调制测量电压超过阈值时，驱动三个绕组的集合中的不同的绕组对（方块208）。 

改变所驱动的两个绕组的步骤可包含：在解调制测量电压已超过阈值达设定时段之后，改变所驱动的相位。未驱动电压信号可遭受噪音，并且所述噪音可引起过早并暂时超越阈值。验证解调制测量电压继续超过阈值 达一段时间减小由于噪音而非正确识别的转子位置而超越阈值的可能性。 

如图10A所示，当多级脉冲宽度调制信号在非对称与对称驱动模式之间变化时，可基于若干因素。未驱动绕组上的输出具有针对非对称模式和对称模式中的低电流和高电流的不同噪声问题。为了增强信噪比（SNR），当通过两个绕组的电流超出信号切换阈值时，驱动脉冲可在对称与非对称之间变化。当捕获到换向信号时，驱动信号可在对称与非对称之间变化。在另一示范性用途中，控制器单元160可具有一时钟，所述时钟追踪电流换向顺序步骤已经生效了多长时间并追踪超过时序阈值时在对称驱动模式与非对称驱动模式之间的变化。 

在换向阈值接近于解调制未驱动电压值时，系统可在对称驱动模式与非对称驱动模式之间切换。在确定阈值的近似值时可考虑向前换向阈值和反向换向阈值两者。 

可将阈值设定为脉冲宽度调制信号的函数。举例来说，随着脉冲宽度调制信号的振幅增加，阈值的绝对值应增加以适当补偿值也在增加的未驱动绕组电压。可预设阈值并修改阈值作为脉冲宽度调制信号的特性的函数。类似地，可在电机控制器内修改解调的测量电压值作为脉冲宽度调制信号的函数，以允许解调制测量电压值在适当转子旋转角处与阈值相交。解调制测量电压可通过调整解调制测量电压而修改。 

虽然脉冲宽度调制信号可用于计划修改阈值或解调制的测量电压的方式，而可能有用的另一值为驱动绕组之上的电流。电机控制器可使用电流感测电路以识别驱动绕组之上的电流值。可修改解调制的测量电压作为通过驱动绕组的电流的函数。可修改阈值作为通过驱动绕组的电流的函数。 

第一示范性换向断点计算 

将脉冲宽度调制信号提供至电平下的两个绕组，所述电平提供两个绕组之上的近零平均电流（I_min）。获得第一电压数据集合，所述电压数据集合表示横跨至少整个六分周的未驱动相36上的电机电压响应信号。对应于第一未驱动电压数据集合中的每一数据点，收集表示驱动相电流的第一电流数据集合。用提供中间电平驱动相电流（又称为I_mid）的脉冲宽度调制信号重复过程，并且用提供近似最大驱动相电流（又称为I_max）的脉冲宽度调制信号再次重复过程。 

基于第一电流数据集合和第二电流数据集合计算表示电流的中间电平值的影响的第一系数集合。 

Coeff_midCurrent=(V_MTR(I_mid)-V_MTR(I_min))/(I_mid-I_min) 

其中VMTR为基于未驱动相36的解调制电机电压响应信号。 

基于第一电流数据集合和第三电流数据集合计算表示电流的最大电平值的影响的第二系数集合。 

Coeff_maxCurrent=(V_MTR(I_max)-V_MTR(I_min))/(I_max-I_min) 

与偶数六分周相比，在奇数六分周中，电流对换向信号的效应是不同的。因此，针对偶数六分周和奇数六分周产生所述第一系数集合和第二系数集合。 

Coeff_midCurrent（奇数） 

Coeff_midCurrent（偶数） 

Coeff_maxCurrent（奇数） 

Coeff_maxCurrent（偶数） 

所得系数值可在特定条件下直接使用。举例来说，如果应用因为电机驱动已知负载而以特定的电流运行，那么系数可存储在查找表中。在每一操作电流电平下，可随后从表读取系数并用以补偿所述电流的未驱动相位信号。 

修改阈值及/或解调制的电压的另一方法包括将所得系数值转化为偶数六分周和奇数六分周的斜率和截距值，所述斜率和截距值通常可随后应用于电流值的广泛集合。斜率和截距值储存在存储器中。 

作为电流的函数的系数计算为： 

系数(I)=斜率＊I_avg+截距 

在所述方程式中，I_avg为在此实例中通过呈不同配置的放大器174获得的平均驱动相电流，所述放大器174监控低侧分流电阻并且通常描述为图5和图8中的电流感测方块。在PWM循环的开启部分和关闭部分中取样和数字化放大器输出。数字化地处理所述值以产生PWM循环中的平均电机相电流。可从存储器装置162获得斜率和截距值。六分周奇偶性决定使用 奇数六分周还是偶数六分周的斜率和截距数据。 

斜率有效地计算为ΔV/ΔI，因此系数（I）具有电阻单元。 

作为电流的函数的校正因子随后计算为： 

V_CF(I)=I_avg＊系数(I) 

控制器单元存储器装置162含有表示电机特性的常数值。换向断点的一或多个常数值储存在存储器装置162中。斜率和截距值储存在存储器装置162中。 

处理单元164基于储存和测量的数据执行算术运算。具体地说，计算校正因子V_CF(I)，并且解调制在未驱动相位上的电机电压响应。处理单元164反转每隔一个六分周中的解调制信号的极性，以使得解调制信号相对于所施加转矩的方向的的斜率绝对与六分周无关。处理单元164使用根据绕组电流的校正因子修改解调制信号。处理单元164基于换向断点之间的解调制信号的斜率计算解调制信号的方向，从而确定旋转方向。将在连续的换向断点之间取得的第一和第二解调制信号数据点之间的差值与阈值比较。大于阈值的差值指示正斜率，而小于阈值的差值指示负斜率。通过与阈值比较的方式定义斜率是任意的。例如，小于阈值的差值也可同样定义正斜率。 

处理单元164将修改的/校正的解调制信号与储存的向前换向断点相比较。具有值大于向前换向断点值的经修改的解调制信号与经确定的向前旋转方向的组合的至少一次出现导致处理单元164控制控制信号112以将功率级116换向到下一个相位对。在换向之前要求多次出现令人满意的条件可增加系统稳健性。处理单元164将修改的/校正的解调制信号与储存的反向换向断点相比较。具有值小于反向换向断点值的经修改的解调制信号与经确定的反向旋转方向的组合的至少一次出现导致处理单元164控制PWM112以将功率级116换向到前一个相位对。在换向之前要求多次出现令人满意的条件可增加系统稳健性。 

可以若干方式获得横跨驱动绕组的平均电流，所述方式包括测量和建模，所述方式中的一些方式对于本领域技术人员是已知的。一种可用于获得横跨驱动绕组的电流的方法是平均化由模数转换器和电流感测机制测量 的电流。如上文所论述，平均电流用以修改阈值和解调制的测量电压中的至少一者。 

当转子相对于其他电机特性和操作条件旋转得足够快时，可获得可靠的反EMF信号。使用可靠的反EMF信号来控制从驱动对到驱动对的换向在本领域中是众所周知的。因此，本文中所公开的技术设计经用于在转子未移动或以可获得可靠的反EMF信号的速度旋转时控制换向。当转子的旋转速度超出速度阈值以使得可获得可靠的反EMF信号时，电机控制切换到反EMF换向技术。 

应强调，本发明的上述实施方式（特别是任何“优选的”实施方式）仅为实施的可能实例、仅阐述所述实施方式用于清楚理解所公开的系统和方法的原则。可在实质上不背离本发明的精神和原则的情况下对本发明的上述的实施方式作出变更和修改。所有所述修改和变更旨在包括在本发明的范围内并受到随附权利要求书的保护。