用于比较器校准的后台技术

摘要

用于执行具有以流水线方式连接至输入信号的多个级的电路中的比较器的后台校准的方法和相应装置。计算残余信号的数字值，所述残余信号从多个级中的第一级输出至多个级中的随后级。将残余信号的值与至少一个阈值相比较。基于比较，可以调节第一级中的选定比较器的触发阈值。

说明书

背景技术

电子元件易发生工作特性变化。尽管可以根据技术规范制造器 件，但是没有制造技术可以在所有器件上保证均匀性。在金属氧化物 半导体（MOS）器件中，该变化通常表现为阈值电压电平的移动。 例如，在比较器电路中，差分对中的失配和电流源中的失配可以导致 比较器偏移，所述比较器偏移是电压偏移，其通过影响输入电压与基 准电压之间的比较性能而限制了比较器的精度。比较器偏移量不仅作 为随机器件失配的结果出现，而且还是器件尺寸的函数。降低偏移量 的一个已知方法是增大器件尺寸。但是，这需要增加功率以维持增益 带宽和更新期。对于小的、低功率的比较器来说，增大器件尺寸可能 不是实用的选择，因此需要偏移补偿或者偏移抵消方案。

比较器偏移可以归类为两种类型。第一类型，称为DC偏移 （在此还称为“静态”偏移），它是在比较器电路工作时存在的或多 或少的恒定偏移。第二类型，在此称为“动态”偏移，其出现在比较 器电路被切换至基于对电路的输入值输出比较器判定时。动态偏移可 能由电路中的不平衡导致，例如影响电路部件的寄生电容。因此，动 态偏移的原因可能与静态偏移的原因无关。

存在补偿静态偏移的技术。然而，动态偏移仍然是个问题。

发明内容

本发明的示例实施例涉及用于校准流水线模数转换器（ADC） 中的比较器的方法和相应器件。

根据示例实施例，第一梯型电阻和第二梯型电阻被连接至ADC 流水线中的至少一个级中的差分比较器的各自输入。每个比较器配置 有其自身的第一和第二梯型电阻，所述第一和第二梯型电阻的初始抽 头点被选择用于形成针对比较器的一对初始互补输入。在ADC工作 期间（当ADC执行转换时），在时间校准来自随后级的输出以将级 之间的时间差考虑在内之后，使用来自随后级的输出计算由至少一个 级产生的数字残余。将每个残余值与至少一个阈值进行比较，优选地 与上阈值以及下阈值进行比较。基于比较，可以通过移动至第一和第 二梯型电阻中的不同抽头位置来校准施加到至少一个级中的至少一个 比较器的初始抽头电压。当ADC有效地执行转换以校正ADC的各 种比较器中的偏移时，可以重复上述校准过程例如每时钟周期一次以 达到规定数量的周期。可选择地，只要ADC有效地转换输入，就可 以重复校准过程。

附图说明

图1示出了传统多级流水线模数转换器的框图。

图2示出了显示针对模数转换器的输出信号的计算和针对转换 器中各种级的残余值的计算的图。

图3示出了显示示例性残余值相对于针对示例性级中的比较器 一部分的输入的曲线图。

图4示出了根据本发明的示例实施例用于比较器校准的系统的 框图。

图5示出了根据本发明的示例实施例用于比较器校准的电路的 示意图。

图6示出了根据本发明示例实施例用于比较器校准的方法的流 程图。

具体实施方式

本发明涉及用于比较器校准的方法和装置。参照用于流水线 ADC中的比较器描述本发明的示例性实施例。然而，本发明可以应 用于其它类型的流水线电路中的比较器的校准。根据本发明的示例性 实施例，通过校准ADC的闪存部分中的梯型电阻的抽头来补偿开关 电容器闪存ADC中的比较器偏移误差。校准在后台校准周期期间发 生，即，当ADC有效地执行转换的时候。该校准补偿静态和动态偏 移。

图1示出了传统多级流水线ADC的框图。模拟信号Vin是对 ADC的第一级（级10）的输入。在每个级的闪存部分内，由一组比 较器执行输入电压与一组基准电压之间的比较，从而产生输出至电路 （输出电路18）的输入的粗略数字估计。粗略估计还被精确地转换 为电压并且从输入中减去。所产生的模拟残余信号向上增益并且被输 出作为对下一级（例如，级12）的输入。这通过任何数量的另外的 级（例如，级14至16）重复直到到达流水线的末端（最终级）。可 以基于ADC的期望分辨率选择级的数量。图1包括显示级10的各 种组件的放大视图。除了最终级16可以不包括数模转换器（DAC） 或者减法单元以外，剩余级12/14/16中的每一个可以包括类似组件。 输入Vin被传递至闪存单元10a，该闪存单元10a执行Vin的模数转 换以产生数字值Dout1。Vin可以被施加至闪存单元10a中的一组比 较器。由于每个比较器可以具有不同的触发阈值，因此根据Vin的 值，可以触发任何数量的比较器以产生Vin的数字逼近。将Dout1 输入至DAC10b，所述DAC10b将Dout1转换成模拟信号。在通过 增益单元10d向上增益并且传递至下一级（例如，级12）作为模拟 残余信号之前，可以接着通过减法单元10c从Vin中减去Dout1的模 拟形式。可以重复该过程直到达到流水线的末端。接着由输出电路 18产生ADC的总体输出，该输出电路18将每个级的数字输出（例 如，Dout1、Dout2…Doutn）组合成单个数字输出Dout。由于各级 以流水线方式工作，因此来自每个级的Doutx信号被适当地延迟（例 如，通过输出电路18），以使得来自相同采样时刻的所有输出信号 在时间上对准。输出电路18可以接着通过结合时间对准信号产生 Dout，例如，作为时间对准信号的数字求和。

图2示出了显示可以如何结合单个Doutx信号以形成总体Dout 信号的图。图2还示出了可以如何针对任何给定级计算残余值。为了 简化起见，假定四级的管道。然而，如前面所解释的，级的数量可以 改变。来自所有级的输出数据（61、62、63、64和65）被时间对准 并且被结合以产生Dout67。为了计算任何给定级的残余，可以对来 自所有随后级的输出数据进行求和。例如，针对第二级的残余是输出 数据（63、64和65）的和，而针对第一级的残余是输出数据（62、 63、64和65）的和。

图3示出了显示示例性残余值相对于针对示例性级中的比较器的 一部分（例如，比较器C13、C14和C15）的输入的曲线图。水平轴 对应于级的输入处的电压范围。垂直轴对应于由该级产生的模拟残余 （例如，图1中的Vout）。如图所示，输入可以在ADC的负满标度 电压（-FS）与正满标度电压（+FS）之间变化。针对比较器 C13/C14/C15中的每一个的触发阈值可以由与输入轴相交的垂直线表 示。所示触发阈值可以对应于每一个比较器的理想阈值。比较器偏移 可以导致一个或者多个比较器阈值向左移动或者向右移动，从而所产 生的残余与理想残余值相比可以更高（如果移动是向右的）或者更低 （如果移动是向左的）（例如，残余可以高于+FS/2或者低于- FS/2）。

图4示出了根据本发明的示例实施例用于比较器校准的系统的框 图。系统可以包括类似于图1中的级10/12/14/16的一组级 10’/12’/14’/16’。控制器30可以通过信号总线31接收每个级的数字 输出（例如，图1中的Dout1）。控制器可以在输出电路18内实现 或者作为独立电路来实现。由于比较器的数量可以在各级之间改变， 因此数字输出的大小也可以改变。出于说明的目的，所示数字输出在 两位<1:0>与五位<4:0>之间的变化。控制器30可以包括被输出至各 级中的至少一个的一组控制信号Csel、Inc/Dec和Fsel。在图4中， 这些控制信号显示为输出至仅前两个级（级10’和12’），从而仅级 10’和12’的比较器被校准。然而，在可选实施例中，控制信号可以被 施加至任何数量的级（例如，级14’和16’）。在优选实施例中，在 较后的级之前校准较前的级（那些更靠近输入Vin的级）。例如，可 以校准至少第一级10’。控制器30的操作将在以下进一步详细描述。

图5示出了根据本发明示例实施例用于比较器校准的电路100的 示意图。电路100包括由多个电阻形成的梯型电阻，包括电阻 R1/R2/R3/R4/R5/R6/R7/Rn。梯型电阻连接在基准电压（VREF20） 与衬底或者接地电压（例如，Vss）之间。在可选实施例中，可以用 电流源替代VREF20。电路100还可以包括多个开关22/24/25/28、 比较器60和控制器30。除控制器30以外，电路100的剩余组件可 以存在于（即，本地）图1的ADC中的每个级的闪存部分中。控制 器30居中位于例如ADC内。虽然电路100仅示出一个比较器，但 是应当理解的是，可以为当前校准的级中的每个比较器复制各种部件 （例如梯型电阻和针对控制器30的连接）。

电阻器R1至Rn可以，但不必定具有相同的电阻值并且连续电 阻器之间的节点形成抽头点，在每个抽头处具有不同电压，例如沿着 梯从R1朝向Rn增加电压。

响应于控制信号（qh），可以启动开关24，所述控制信号 （qh）标志操作的保持阶段的开始，其中电容器50的底板连接至共 同节点19，选定的抽头电压被施加至所述共同节点19，并且电容器 50的顶板连接至共模电压（vcme）。

响应于数字控制信号（te[1:5]），可以启动开关25，所述数字控 制信号（te[1:5]）来源于由控制器30产生的控制信号（Csel、 Inc/Dec和Fsel）。出于说明的目的，省略了用于得到控制信号 te[1:5]的电路。然而，将描述这些信号中的每一个的功能，从而本领 域普通技术人员应当理解如何完全实现电路100。控制信号te[1:5]中 的每一位可以启动各自的开关25以将共同节点19连接至各自的抽头 点。一次只可以有一个开关25是有效的，以使得单个抽头点连接至 共同节点19。响应于标志操作的采样阶段的开始的控制信号 （qs），可以启动开关22。在采样阶段期间，输入信号Vip被施加 至电容器50的底板，所述电容器50的顶板连接至比较器60的第一 输入端-IN。由于顶板是浮置的（对比较器的输入具有高阻抗），因 此顶板处的电压等于输入Vip与选定的抽头电压之间的差，所述选定 的抽头电压在保持阶段被采样至电容器50上。比较器60将在Vip大 于选定的抽头电压时触发。因此，选定的抽头电压决定比较器60的 触发阈值。

响应于在保持阶段将比较器的顶板连接至vcmc的控制信号 （qhp），可以启动开关28。为了精确地限定采样时刻，除在qh无 效之前短时间无效qhp以外（例如qhp可以在qh之前被无效大约 100pS），控制信号qh和qhp可以是相同的。

比较器60可以包括第二输入端+IP。尽管在附图中未示出，但是 应当理解的是，还可以为第二输入端+IP提供连接至第一输入端-IN 的类似电路。即，+IP可以连接至对称电路，该对称电路具有以与连 接至-IN的部件相反的极性连接的元件，从而互补输入电压Vin被采 样至第二输入端上。比较器60产生数字输出信号Qp。由给定级中的 比较器60产生的Qp信号组（例如，产生16位值的16Qp信号）表 示闪存的原始数字输出并且被称为温度计码。温度计码可以被转换为 二进制码（例如，5位），该二进制码形成来自闪存的数字输出。该 二进制码对应于图1中的信号Dout1并且形成通过图4中的总线31 传输至控制器30的数字输出。

控制器30可以包括逻辑块32和选择块34。逻辑块32接收二进 制码（图4中的一个或者多个Doutx信号）并且可以使用二进制码计 算任何给定级的数字残余值。例如，为了计算级10’的残余，可以结 合针对每个随后级（例如，级12’、14’和16’）的码。

控制器30还可以基于所计算的残余值决定将共同节点19连接至 哪个抽头点（即，它决定开关25中的哪一个是有效的）。下面结合 根据本发明的方法的示例性实施例对基于残余值的决定进行描述。

响应于来自逻辑块32的一个或者多个信号，可以输出控制信号 te[1:5]。在一个实施例中，响应于包括地址信号（Csel[3:0]）、增量/ 减量信号（inc/dec）和闪存选择信号（Fsel）的一组输入，选择块34 输出te[1:5]。Csel[3:0]被用于在特定闪存中寻址特定比较器60。Fsel 被用于选择（启动）闪存，其中寻址的比较器位于所述闪存中。 Inc/dec被用于通过顺序地启动或者停用开关25以步进通过梯型抽 头。在后台校准之前，ADC中的一个或者多个级可以被设置到各自 的初始抽头点（例如，使用在ADC操作之前的时间周期中校准比较 器的前台校准技术，或者被设置为标称抽头电压）。然后本发明的后 台校准技术通过沿阶梯向上或者向下增量来调节该初始抽头点。如果 还应用前台校准，那么在前台和后台中都调节抽头点，从而后台校准 用于对在前台中做出的校准进行精调。

步进通过梯可以包括增量或者减量至相邻的抽头。例如，如果初 始抽头点对应于te[3]（即，由te[3]控制的开关最初是闭合的）并且 inc/dec被设置为指示增量，那么可以输出te[4]。因此，可以在任何 给定时刻输出te[1:5]中的一位以选择抽头点。其它控制序列也可以成 为选择下一抽头点的可能。例如，有可能移动至不相邻的抽头点（例 如，以两步而不是一步来增量）。

图6示出了根据本发明的示例实施例用于比较器校准的方法300 的流程图。方法300可以与电路100结合使用。其它电路布置（例 如，流水线ADC）也可以适合与该方法一起使用。根据示例实施 例，可以在ADC的选定部分上执行方法300，尤其是最粗略的级， 而不是在所有级中。例如，方法300可以应用于前两个或者三个级。

在步骤310中，可以使用适当延迟的输出信号对给定级的残余进 行数字地计算。例如，如前面结合图2描述的，对来自每一级的输出 信号进行时间对准（例如，相对于较后级延迟来自较前级的输出信 号）。在时间对准之后，可以将针对任何给定级的残余值计算作为来 自所有随后级的Doutx信号的求和。

在步骤312中，可以通过与上阈值比较来分析残余值。回头参照 图3，残余被示出为理想地在大约+FS/2与-FS/2之间变化。然而，当 通过偏移移动比较器阈值时，残余的幅值可以是FS或者更大（例如 大于图3中的参考数字52处的+FS或者近似于参考数字54处的- FS）。因此，在一个实施例中，上阈值可以是基本上等于+FS的任 意值。另外，下阈值可以是基本上等于-FS的任意值。尽管上阈值大 于下阈值，但是上阈值和下阈值的幅值不必相同。

在步骤314中，控制器30可以确定残余是否大于上阈值。如果 残余超过上阈值，那么方法进行至步骤316。

在步骤316中，通过减量选择下一个抽头点（电压），例如，通 过减量选定比较器的te[1:5]的值。对哪个比较器进行校准的选择是根 据总线31输出的二进制码。由给任何给定级输出的二进制码可以被 用于在该级中选择单个比较器。回头参照图3，示出了相对于mdac1 输入的针对由示例级输出的码（Dout1）的示例性值。如果触发所有 比较器（例如，C0至C15），那么Dout1=10000。如果mdac1残 余接近+FS（52），那么C15的阈值过高，从而C15没有触发，并 且因此Dout1为较低值（例如，01111）而不是正确的值10000。可 以通过为C15减量抽头点以降低其触发阈值来校正该错误。可以通 过使用Csel[3:0]=Dout1来执行该实例中的C15的选择。以这种方 式，响应于导致产生在步骤310中计算的残余的相同模拟输入而触发 的最高阈值电平比较器被选择用于校准。

如果残余没有超过上阈值，那么控制器30可以确定残余是否小 于下阈值（步骤318）。如果残余小于下阈值，那么通过增量来选择 选定比较器的下一个抽头点（步骤320）。例如，在图3中，如果 C15的阈值过低（接近-FS54），那么这可以通过增量抽头点，使用 Csel[3:0]=Dout1–1来选择C15进行校正。另一方面，如果残余至 少等于下阈值，那么抽头点既不进行增量也不进行减量，从而抽头电 压保持相同（步骤322）。

如上所述，可能存在连接至-IN的互补电路。因此，抽头电压无 论何时进行增量或者减量，都可能在互补电路中发生相应的变化。例 如，虽然互补电路可以按照与连接至+IP的电路的相同量进行增量或 者减量，但是是以相反方向进行的。

在上述说明书中，尽管已经参考具体的示例性实施例对本发明进 行了描述，但是本领域技术人员应当理解，在不背离如以下权利要求 书中阐述的本发明的宽泛精神和保护范围的情况下，可以作出各种变 化和改型。此处所描述的实施例可以在不同组合中彼此结合地呈现。 说明书和附图被认为是说明性的而不是限制性的。