高功率因数软开关维也纳整流电路及控制方法

摘要

本发明涉及一种高功率因数软开关维也纳整流电路，包括第一整流二级管D1、第二整流二级管D2、第一直流环节电容器C01、第二直流环节电容器C01、第一主开关S1和第二主开关S2，该整流电路还包括两个分别设置在第一整流二级管D1和第二整流二级管D2所在回路内的有源缓冲电路，每个有源缓冲电路均由阻断二极管、缓冲电感、辅助开关、变压器和阻容二极管钳位电路构成。与现有技术相比，本发明具有降低反向恢复损耗、避免振铃问题、实现了维也纳开关的零电压开关和辅助电路开关的零电流开关等优点。

说明书

技术领域

本发明涉及电路拓扑技术领域，尤其是涉及一种高功率因数软开关维也纳整流电路及控制方法。

背景技术

在现有技术中，电路拓扑采用有源和无源缓冲电路来产生半导体器件和整流二极管的软开关条件，这些缓冲电路用于限制二极管电流的变化率，并为电路的半导体元件创造软开关条件。

现有文献Halder,"An Improved Soft Switched Boost Power ConverterSuitable for Power Factor Correction",Power Electronics(IICPE)2018 8th IEEEIndia International Conference on,pp.1-6,2018中提出的采用有源缓冲电路的变换器电路，除了开关导通和整流电路关断的软开关外，还具有减小的电流和电压应力的作用，然而，有源缓冲电路的辅助开关具有较高的电流应力，并且在硬开关条件下工作，文献M.M.Jovanovic,“Atechnique for reducing rectifier reverse-recovery-relatedlosses in high-voltage,high-power boost converters,”in Proc.IEEE APEC’97,Mar.1997,pp.1000–1007描述的boost拓扑中，主开关和辅助开关都在软开关条件下工作，但是，主开关的电压应力比上述采用有源缓冲电路的变换器电路中的要高，这需要通过适当选择缓冲电感值和开关频率来控制，并且门极驱动电路的要求复杂且昂贵。

发明内容

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种高功率因数软开关维也纳整流电路及控制方法。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种高功率因数软开关维也纳整流电路，包括第一整流二级管D1、第二整流二级管D2、第一直流环节电容器C01、第二直流环节电容器C01、第一主开关S1和第二主开关S2，该整流电路还包括两个分别设置在第一整流二级管D1和第二整流二级管D2所在回路内的有源缓冲电路，每个有源缓冲电路均由阻断二极管、缓冲电感、辅助开关、变压器和阻容二极管钳位电路构成。

在第一整流二级管D1所在回路内的有源缓冲电路具体包括第一阻断二极管Ds1、第一缓冲电感Ls1、变压器、第一辅助开关Ss1和第一阻容二极管钳位电路，所述的第一阻断二极管Ds1的正极连接到输入端与第一主开关S1之间，第一阻断二极管Ds1的负极以及经过第一缓冲电感Ls1、变压器的一次绕组和第一辅助开关Ss1后接地，所述的第一阻容二极管钳位电路与变压器的二次绕组连接。

所述的第一阻容二极管钳位电路由第一钳位电阻R1、第一钳位电容C1、第二二极管Ds2和第三二极管Ds3构成，所述的第一钳位电阻R1和第一钳位电容C1并联，所述的第三二极管Ds3正极与变压器的二次绕组连接，负极分别与第一钳位电阻R1和第一钳位电容C1连接，并且通过第二二极管Ds2与第一整流二级管D1的负极连接。

所述的第一主开关S1和第二主开关S2采用MOSFET管。

所述的第一辅助开关Ss1采用MOSFET管。

所述的变压器的匝数比n小于1。

所述的变压器的匝数比n<0.5，用以保证第一主开关S1的输出电容完全放电。

一种高功率因数软开关维也纳整流电路的控制方法，在线电压正半周期间，第一主开关S1和第一辅助开关Ss1在接通期间具有重叠的门信号，第一辅助开关Ss1在第一主开关S1关闭之前关闭，当第一主开关S1和第一辅助开关Ss1关闭时，输入电流Ii通过第一整流二极管D1流入负载RL，当第一辅助开关Ss1接通时，输入电流Ii开始依次流过第一阻断二极管Ds1、第一缓冲电感Ls1、变压器一次绕组、第一辅助开关Ss1的路径后并返回电源，流过第一缓冲电感的电流以斜率

其中，V

在线电压正半周期间，第一缓冲电感的电流i

通过调节变压器匝数比n和第一缓冲电感Ls1的值控制第一整流二极管电流的关断变化率。

在线电压正半周期间，当第一整流二极管中的电流达到零时，第一缓冲电感中的电流达到输入电流值，由于残余电荷，第一整流二极管电流继续反向流动，当残余电荷被完全去除时，第一整流二极管恢复阻断电压的能力，第一主开关S1的输出电容放电后，主开关S1的反并联二极管开始导通，第一主开关S1可以在零电压下打开，第一辅助开关Ss1中的电流也线性减小，第一主开关S1中的电流从负电流峰值线性增加，在第一主开关S1的反并联二极管导通的同时接通第一主开关S1，实现零电压开关ZVS开关第一主开关S1，第一缓冲电感电流以第一主开关S1中的电流继续增加的相同速率继续线性减小，当第一缓冲电感电流为零时，第一主开关S1的电流达到输入电流Ii，即输入电流完全流过第一主开关S1。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

在本发明中，辅助开关的缓冲电感通过控制整流二极管的电流I

附图说明

图1为高功率因数软开关维也纳整流电路的电路结构示意图。

图2为高功率因数软开关维也纳整流电路的简化电路图。

图3为本发明在线电压正半周期间各阶段的拓扑电路图，其中，图(3a)为第一阶段，图(3b)为第二阶段，图(3c)为第三阶段，图(3d)为第四阶段，图(3e)为第五阶段，图(3f)为第六阶段，图(3g)为第七阶段，图(3h)为第八阶段，图(3i)为第九阶段，图(3j)为第十阶段，图(3k)为第十一阶段。

图4为本发明在正半线周期内的关键理论波形图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。

实施例

如图1所示，图1为带有有源缓冲电路的软开关维也纳整流电路的电路图。该电路的特点是半导体器件的软开关和可控的整流二极管的电流I

该电路由交流电源电压V

如图4所示，主开关S1和辅助开关Ss1在接通期间具有重叠的门信号，而SS1在S1关闭之前关闭，当主开关S1和辅助开关Ss1关闭时，输入电流Ii通过整流二极管D1流入负载RL，当辅助开关Ss1接通时，输入电流Ii开始流过阻断二极管Ds1、缓冲电感Ls1、变压器一次绕组、辅助开关Ss1的路径后并返回电源，由于变压器的工作原理，在变压器的二次绕组中也会产生电流。通过二次绕组的电压为V01，这导致一次绕组的电压等于n*V01，其中，n为变压器的匝数比，则有：

其中，N1为变压器一次侧匝数，N2为变压器二次侧匝数。

流过缓冲电感的电流以斜率

由于缓冲电感的电流i

式(3)表明，通过选择匝数比n和缓冲电感Ls1的值，可以控制整流二极管电流的关断变化率，当整流二极管中的电流达到零时，缓冲电感中的电流达到源电流值Ii。由于残余电荷，整流二极管电流继续反向流动，通过选择缓冲电感Ls1和匝数比n，能够有效地控制电流的负向流动，当残余电荷被完全去除时，整流二极管恢复了阻断电压的能力。去除残余电荷后，整流二极管的结电容CD1和主开关S1的输出电容与缓冲电感Ls1形成串联谐振电路，产生寄生振铃，并可能导致整流二极管的电压应力增大，这种振铃效应通常是通过应用在整流二极管上的RC缓冲器来抑制的，对于S1的零电压开关ZVS导通，必须对主开关S1的输出电容进行放电，因此会限制变压器匝数比的最大值：

如果n<0.5，则主开关S1的输出电容始终可以完全放电，而不受线路和负载条件的影响。主开关S1的输出电容放电后，主开关S1的反并联二极管开始导通，因此主开关S1可以在零电压下打开，由于缓冲电感Ls1上的电压为–nV01，因此其电流以如式(5)给出的速率降低：

因此，辅助开关Ss1中的电流也线性减小，而开关S1中的电流从负电流峰值线性增加，要用零电压开关ZVS开关主开关S1，必须在其反并联二极管导通的同时接通主开关S1，缓冲电感电流以主开关S1中的电流继续增加的相同速率继续线性减小，当缓冲电感电流为零时，主开关S1的电流达到Ii，即源电流完全流过主开关S1。此时，辅助开关ss1携带变压器的磁化电流i

直到磁化电流i

综上所述，本发明的软开关维也纳整流电路产生主开关S1的ZVS导通、辅助开关Ss1的ZCS关断以及整流二极管电流的受控关断diD1/dt速率，从而降低了整流电路的整体开关损耗，提高了变换效率。由于ZVS导通，图1中的主开关S1建议采用MOSFET实现，由于辅助开关Ss1的ZCS关断，图1中的电路最好用IGBT辅助开关实现。其原因是由于电流拖尾效应，IGBT的开关损耗主要由关断损耗决定。由于其输出电容值，IGBT的导通开关损耗远小于MOSFET。