相干接收机中提高精细频偏估计的估计准确性和鲁棒性的方法和设备

摘要

本公开内容通过估计不同频率处输出符号的信号相位的概率质量函数(PMF)，提供用于精细估计相干接收机处所接收信号的本地振荡器频偏的方法和系统。在不同于实际频偏的频率处，信号相位在[‑π,π]区间均匀分布，这样PMF值的函数的总和可以被用于确定频偏，以被相干接收机所用，其中所述函数是0到1之间的凸函数或凹函数。

说明书

交叉引用

本申请要求于2015年12月22日提交的申请号为No.14/978380的美国专利申请的优先权，该美国专利申请要求于2015年1月23日提交的申请号为No.14/603890的美国专利申请的优先权，其全部内容通过引用结合在本申请中。

技术领域

本公开总体上涉及确定数据传输系统中接收信号的频偏。

背景技术

通过分布式数据网络向用户提供数据内容的递送，其可以包括例如互联网内容、媒体内容以及语音通信。图1是示例数据网络图，示出了服务提供商10如何向在家或在办公大楼12、或任何所在地方的端用户提供数据内容。依据所覆盖的地理区域，可能需要通过各种中间节点向端用户12分发数据内容。在图1的例子中，区域节点14可作为区域节点14附近的用户的数据递送节点，并且可作为中继器，用于向基站16重新分发从服务提供商10接收到的数据内容。基站16可以位于邻域，以便便于向附近的家或大楼12递送数据内容。基站16也可以配置为向用户提供无线服务。应理解，服务提供商10和端用户12之间的中间节点的数量可以依据数据业务所需的地理覆盖范围进行调整。

用于传输表示节点之间，例如服务提供者10和区域节点14之间、区域节点14和基站16之间以及基站16和家或大楼12之间的数据内容的信号的介质是数据电缆18、20和22。这些数据电缆可以是铜做的电子导电电缆，或它们可以是以调制的激光的形式传输数据的光缆。众所周知，光缆的数据带宽比铜线大的多，并且在远程上具有信号损失低的益处。虽然如此，但光数据传输仍然受制于各种使光信号失真的现象，为了恢复传输的数据，必须对此进行补偿。

图2是光数据传输链路30的简化图，其包括发射机32和通过光传播信道36互相连接的相干接收机34。图1数据网络图的例子中所示的每对节点都可以具有当前图2所示的光数据传输链路30。

发射机32生成由两个正交线性极化分量(X和Y)组成的光信号，其中每个分量由两个具有相同载波频率的正交相位组件(同相I和正交Q)组成。载波频率是激光器提供的光波长，具有相位噪声。传播信道36由光滤波器组成，例如级联的WSS、纤维、放大器，它们是色散(CD)、非线性相位噪声、极化模色散(PMD)、极化依赖损耗(PDL)、极化依赖增益、极化旋转和光学白高斯噪声的来源。

相干接收机34由集成的相干接收机、光检器(PIN)、模数转换器(ADC)和DSP单元组成。在集成的相干接收机34处，具有与发射机激光密切匹配的频率的本地振荡器(LO)与传播的光信号混合，并将其分裂为四个信号，每个信号都是发射信号的混合。在DSP单元处进行信号处理和数据恢复。下面对所有上述组件进行进一步详细讨论。

关于光传输的其中一个问题是频率漂移，其中基带信号中相对于发射机32处的频率发生频移。这称为本地振荡器频偏(LOFO)，并且接收机34处产生的信号具有与发射机32的频率并不完全匹配的频率。为了恢复光信号中的数据，需要在接收机34处对LOFO进行纠正。在一些当前已知的系统中，LOFO的大小可以为±5GHz。

大多数已知方案遵循用于确定所接收信号的频偏的两步法。首先粗频率偏移估计器(FOE)可以估计和纠正LOFO使其小于±1GHz的估计误差。然后执行细估计以确定小于10MHz的估计误差的最终LOFO。然而，大多数已知的细LOFO估计器方案实现非常复杂，因此成本高，易受到不同类型的减损，这些减损会增加估计误差，使其超出预期的阈值，或者这些方案仅对特定的调制格式如BPSK和QPSK有效，而对也必须由相同产品支持的其他格式则不是有效的。

虽然上述技术中的一些技术可以使用，但是它们对能够增加带宽和增加调制的新系统可能不是有效的。换句话说，目前已知的用于频偏估计技术的应用可能导致相干接收机34处的数据恢复时间非常慢，或者更糟的可能直接导致相干接收机34出现故障。

因此，希望提供实现简单、细频偏估计准确、普遍兼容于所有系统的细LOFO估计器系统和方法。

发明内容

本公开的一个目的是消除或减轻先前细频偏估计技术的至少一个缺陷。

第一方面，本公开提供一种用于估计相干接收机处所接收信号的频偏的方法，包括：接收多个均衡后的符号；处理所述多个均衡后的符号的概率质量函数(PMF)，以提供多个频率中每个频率处的PMF值的平方的总和；识别与所述总和的最大值对应的一个频率；以及将所述相干接收机的频偏设置为所识别的频率。

第二方面，本公开提供一种用于相干接收机的频偏估计器，包括：概率质量函数(PMF)提取器，用于确定多个均衡后的符号的相位，以及确定一个频率范围内每个频率处所述相位的各自的概率质量函数值；PMF处理器，用于将所述各自的概率质量函数值相加或平方，以提供每个频率的PMF值的平方的总和；以及PMF识别器，用于识别所述总和的最大值和对应的频率，所述对应的频率是所述相干接收机的估计的频偏。

第三方面，本公开提供一种相干光传输链路，包括：发射机，用于生成光信号；光信道，配置为接收和传输所述发射机的所述光信号；以及相干接收机，用于从所述光信道接收所述光信号，以及用于提供与所述光信号对应的多个均衡后的符号，所述相干接收机包括：频偏估计器，配置为处理所述多个均衡后的符号的概率质量函数值(PMF)，以提供多个频率中每个频率处的PMF值的平方的总和，并配置为识别与所述总和的最大值对应的一个频率；以及载波相位恢复电路，配置为基于所述一个频率纠正所述均衡后的符号的相位。

第四方面，本公开提供一种估计相干接收机处所接收信号的频偏的方法，包括：接收多个均衡后的符号；处理所述多个均衡后的符号的概率质量函数(PMF)，以提供多个频率中每个频率处的PMF值的平方的总和，其中所述函数是0到1之间的严格凹函数和0到1之间的严格凸函数中的其中一个；基于PMF值的函数的总和从所述多个频率中识别一个频率；以及将所述相干接收机的频偏设置为所识别的频率。

第五方面，本公开提供一种相干接收机的频偏估计器，包括：概率质量函数(PMF)提取器，配置为确定多个均衡后的符号的相位，以及确定一个频率范围内每个频率处所述相位的各自的概率质量函数值；PMF处理器，配置为确定各自的概率质量函数值的函数，以提供每个频率的PMF值的函数的总和，其中所述函数是0到1之间的严格凹函数和0到1之间的严格凸函数中的其中一个；PMF识别器，配置为识别与所述总和的值对应的频率，所述频率是所述相干接收机的估计的频偏。

第六方面，本公开提供一种相干光传输链路，包括：发射机，用于生成光信号；光信道，配置为接收和传输所述发射机的所述光信号；以及相干接收机，用于从所述光信道接收所述光信号，以及配置为提供与所述光信号对应的多个均衡后的符号，所述相干接收机包括：频偏估计器，配置为处理所述多个均衡后的符号的概率质量函数值(PMF)，以提供多个频率中每个频率处的PMF值的平方的总和，其中所述函数是凹函数或凸函数，并配置为从0到1之间的总和中识别一个频率；以及载波相位恢复电路，配置为基于所述一个频率纠正所述均衡后的符号的相位。

结合附图和下面对具体实施例的描述，本公开的其他方面和特征对本领域技术人员是显而易见的。

附图说明

参照附图，仅以示例的方式，现在对本公开的实施例进行描述。

图1是现有技术的数据网络图；

图2是现有技术的光数据传输链路图；

图3A是相位星座图的例子，示出了输出符号的相位的均匀分布；

图3B是相位星座图的例子，示出了输出符号的相位的非均匀分布；

图4A是PMF与不同于实际频偏的频率处的K个扇区的绘图的例子；

图4B是PMF和对应于实际频偏的频率处的K个扇区的绘图的例子；

图5是根据本公开实施例的相干光传输链路的例子的框图；

图6是根据本公开实施例的图5的系统中所用的数据恢复电路的例子的框图；

图7是根据本公开实施例的图6的载波恢复电路中所用的第二阶PLL的例子的电路示意图；

图8是利用凸函数p_i²估计实际频偏的方法的流程图；

图9是利用凸函数或凹函数f(p)估计实际频偏的方法的流程图；

图10是根据本公开实施例的图6的FO估计器的框图；

图11是根据本公开实施例的图9的PMF提取器的框图；

图12是估计信号的实际频偏的第一方法的流程图；

图13是估计信号的实际频偏的第二方法的流程图；以及

图14是利用前述的频偏估计实施例的试验数据的绘图。

具体实施方式

尽管对实施例及其优点已经进行了详细描述，还应理解，在不脱离所附的权利要求书限定的本发明的前提下，这里可以进行各种变化、替换和修改。此外，本申请的范围并不意图限于说明书中所描述的流程、机械、制造、物质的组成、方式、方法和步骤的特定实施例。从本发明的公开中本领域技术人员容易意识到，如这里相应实施例所描述的，根据本发明可以利用实质上执行相同的功能或实质上实现相同的结果的现有的或随后要开发的流程、机械、制造、物质的组成、方式、方法或步骤。因此，所附的权利要求书意图包括于流程、机械、制造、物质的组成、方式、方法或步骤等的范围内。

本公开通过估计不同频率处均衡后的符号的信号相位的概率质量函数(PMF)，提供一种用于相干接收机处所接收信号的本地振荡器频偏的精细估计的方法和系统。在不同于实际频偏的频率处，信号相位在[-π,π]区间均匀分布，这样就使得PMF的平方的总和(PMF平方和；PMF sum-square)值最小。然而，在实际频偏处，信号相位在[-π,π]区间上不再均匀分布；换句话说，信号相位将在[-π,π]区间中取一些特定的值，因而可得出最高PMF平方和值。该最高PMF平方和值提供了所接收信号的实际频偏的指示。

当前所描述的实施例利用输出符号的相位的PMF以确定相干接收机处的实际频偏。需要注意的是，本实施例在相干光接收机系统的上下文内进行描述，然而，该实施例同样适用于使用相干接收机的无线或其他电线接收机系统。

在对确定相干接收机中的实际频移的方法和装置实施例进行详细描述前，下面对PMF和输出信号相位之间的关系进行进一步解释。

图3A是估计的特定频率处的一组输出符号的相位星座图的例子。在图3A的例子中，相位星座已经被分为K＝10的不同扇区或箱区(bin)，并假定在相干接收机的特定频率处输出符号的相位信号已经被确定并标绘在该相位星座图上。图3A的例子中得出的绘图意图示出在[-π,π]区间范围中符号相位的均匀分布，因此如果估计了足够的符号，就会出现实线圆40。这意味着输出符号的相位的大体均匀分布PMF在K扇区的每个扇区中。如果相干接收机中输出符号的相位的PMF表示为p_i(各自的概率质量函数值)，则p_i的总和为(∑p_i)＝1，其中pi≥0。为了最小化∑p_i²，利用拉格朗日乘子，可以看出均匀分布，即所有相等的p_i，使得∑p_i²最小。该输出符号的相位的均匀分布与频偏不是所接收信号的实际频偏的情况相对应。

可替换地，可以利用PMF值的任何函数f(p)，只要该函数是整个概率范围0<＝p＝<1上的凹函数，或是整个概率范围0<＝p＝<1上的凸函数f(p)。如果该函数是凸函数(例如f(p)＝p²)，总和在频偏处会有峰值，如图13所示。如果该函数是凹函数，总和在频偏处会有谷值(notch)。正/负凹凸性的数学定义是导数df(p)/dp是p的一对一函数。相当于df(p)/dp单调严格上升或单调严格下降(或等价地，或)。必须至少对于范围0<＝p＝<1保持这些条件。在下面的描述中，会利用f(p)＝p²举一些例子。本领域技术人员会理解如何利用其他严格的凹函数或严格的凸函数f(p)实现这些例子。

相反，图3B是实际频率处的一组输出符号的相位星座图的例子。在所接收信号的实际频偏处，输出符号的相位会出现在K个扇区中的M个扇区处，其中M<K。在当前图3B的例子中，输出符号的相位会出现在K＝3、K＝5、K＝7和K＝10处，但不会出现在剩余扇区。因此，相位不会像图3A的例子中一样均匀分布，并且图3B的∑p_i²产生的峰值会比图3A的大。因此，通过将本地振荡器频偏评估(LOFOE)标准定义为J_DFS(f_DFS)＝∑p_i²或一般的∑f(p)，其中f_DFS是扫描频率，将在表示实际频偏(FO)的扫描索引(sweep>DFS的峰值。需要注意的是，LOFOE标准J_DFS是基于PMF的值。扫描频率可以是分隔开预定步长的一系列不同频率中的一个，用于估计特定的J_DFS。扫描索引指定具有任意整数的这些不同频率中的每个频率。从这里开始，J_DFS称为PMF的平方和值。

图4A是利用一组有限的输出符号对频率不是实际频偏的K个不同扇区的PMF的实验绘图。这里的PMF与相位的更均匀分布相关联。图4B是与相干接收机处所接收信号的实际频偏相对应的频率的K个不同扇区的PMF的实验绘图。清楚地看出，PMF与实际频偏处或接近实际频偏的频率显示的非均匀分布相关联。应注意，图4A和4B并不是对图3A和3B的相位绘图例子的表示。

K的值是根据所需的相位检测分辨率水平设定的。K越大，较小扇区的数量越多，就会提高实际频偏估计的准确性。一般来说，所用的K越大，需要的内存就越多，这将在后面进行讨论。低的K值可能没什么用，因为分辨率不足，就无法区分输出符号的相位分布均匀分布的一个频率与输出符号的相位分布非均匀分布的与实际频偏相对应的另一个频率。因此，特定相干接收机系统的K的下限可设置为非均匀相位分布与均匀相位分布不再区分之前的最低整数值。

基于上面的原则，可以得出用于确定相干接收机处所接收信号的实际频偏的方法和装置的实施例。图5是利用根据本实施例的方法和装置的相干光传输链路的框图。相干光传输链接100包括通过光信道106可通信地耦连的发射机102和相干接收机104。光信道106包括植入光纤108、光滤波器110和光放大器112。相干接收机104包括集成的相干接收机114、模数转换器116(ADC)以及数字信号处理器(DSP)单元118。在光纤数字相干接收机中，例如相干接收机104中，准静态信道减损和分量减损，例如色散(CD)、极化状态(SOP)旋转、极化模色散(PMD)、极化依赖损耗(PDL)、激光器相位噪声、PPM、频偏、I-Q和X-Y时延、I-Q不平衡等都在DSP单元118中进行数字补偿。根据本实施例，频偏(FO)确定器被配置为估计前述的PMF平方和值J_DFS(f_DFS)＝∑p_i²或一般的∑f(p)。为确定所接收信号的实际频偏，利用具有特定功能的晶体管电路和/或预定电路模块在DSP单元118中实现。

图6是图5的DSP单元118中的数据恢复电路的框图的实施例。在当前图6所示的数据恢复电路实施例中，不同的电路块以有效的方式补偿各自的减损，以最小化整体电路的复杂度。可替换地，可以在一个均衡器电路块中对所有减损进行补偿，这需要具有大量抽头的复杂MIMO-IIR自适应均衡器。图6的数据恢复电路200包括频域均衡器(FDEQ)202和204、时域均衡器例如MIMO-FIR 206、载波相位恢复电路208、前向纠错(FEC)电路210、FO估计器212和开关214。

由于CD是具有很长回波的准确定性减损，CD补偿(CDC)在静态频域均衡器中完成，即由FDEQ 202和204来完成。FDEQ 202补偿CD并匹配所接收信号的水平极化方向的滤波，而FDEQ 204补偿CD并匹配所接收信号的垂直极化方向的滤波。然后，极化依赖减损通过MIMO-FIR 206的自适应时域蝶型结构得以补偿。更具体地，例如，MIMO-FIR 206执行SOP、PDL和PMD均衡。然后载波相位恢复电路208纠正每个极化方向中的来自MIMO-FIR 206的激光线宽和平衡信号的相位噪声，FEC电路210然后根据实际数据执行纠错。

载波相位恢复电路208包括第二阶PLL(锁相环路)，其用于相对于FO估计器212提供的参考频率估值纠正所接收信号的相位。为了参考，图7示出了可用于载波相位恢复电路208中的特定配置的第二阶PLL。在图7中，代表相位校正误差，代表频偏校正。图7中的PLL电路调整其中f_DFS由图6中的FO估计器212提供，f_Baud是系统的波特率。图7中，和是分别适应于相位和频率跟踪的LMS中的小的步长值。是所接收信号的相位和估计出的相位的差PLL的误差信号。是来自PLL的估计出的相位。

在本实施例中，FO估计器212包括PMF估计电路，用于基于先前讨论的用于估计所接收信号的实际频偏的J_DFS(f_DFS)＝∑p_i²或一般的∑f(p)标准执行实际频偏的估计。开关214表示FO估计器212的功能打开和关闭。更具体地，在相干接收机的最初信号采集期间，例如接收操作停止的相干接收机的复位事件之后，使用FO估计器212。因此，在图6的例子中，复位事件后开关214闭合以将载波相位恢复电路208输出的信号耦连至FO估计器，在FO估计器212已经向载波相位恢复电路208提供实际频偏后断开。当FO估计器212被使能时，评估不同频率处载波相位恢复电路208的输出，以最终确定实际频偏。一旦确定，由载波相位恢复电路208存储并使用该实际频偏以提取数据。需要注意的是，FO估计器212可以与图6的实施例所述和所示的载波相位恢复电路相似的任何载波相位恢复电路一起使用。

图8是流程图，其描述了如图6的FO估计器212执行的、利用PMF值的平方的总和估计实际频偏的方法实施例。更具体地，FO估计器212的电路和逻辑被配置为执行图8配置的方法实施例。该方法从复位事件300开始，其可包括对相干接收机上电。厂家提供的大多数相干接收机规格会指示粗频偏移误差范围f_coarse，例如700MHz。可替换地，补充电路可用于提供具有相似误差范围的频偏的粗略估计。在该粗频偏移误差范围下，设置f_min到f_max的频率扫描范围，其中f_min设置为-f_coarse，f_max设置为+f_coarse。此外，频率步长基于系统的最佳分辨率进行设置。然后该方法到302，载波相位恢复电路208的输出数据在所有不同频率f处迭代取样，其中f从f_min到f_max以该步长进行步进或扫描。更具体地，向第二阶PLL提供每个不同的频率以对所接收的信号进行操作。

接下来在304，对f_DFS的每个频率迭代计算J_DFS(f_DFS)＝。已描述J_DFS是PMF平方和值。该PMF值及其相应的频率存储在存储器中。然后到306，识别具有最大J_DFS值的频率。在308，实际频偏被设置并提供至载波相位恢复电路208以进行正常接收操作。然后FO估计器212禁用或关闭，因为其在相干接收机的正常操作中已不再需要。因此，FO估计器212可被看作在相干接收机的操作的信号采集阶段运行。

图9是流程图，其描述了如图6的FO估计器212执行的、利用凹函数或凸函数∑f(p)估计实际频偏的方法实施例。除函数f(p)是整个概率范围0<＝p＝<1上的凹函数，或是整个概率范围0<＝p＝<1上的凸函数外，图9所示的方法与图8的类似。302之后，在305，计算J_DFS，其中对于f_DFS的每个频率迭代，J_DFS(f_DFS)＝∑f(p)。该PMF值与其相对应的频率存储在存储器中。然后到307，识别与J_DFS值相关联的频率。当f(p)是凸函数时，所识别的频率与总和的最大值相关联；当f(p)是凹函数时，所识别的频率与总和的最小值相关联。在308，实际频偏被设置并提供至载波相位恢复电路208以进行正常接收操作。

图10是根据本实施例示出图6的FO估计器212的实施例的框图。为了简化示意图，块400是图6的MIMO-FIR 206和载波相位恢复电路208两者的组合，并简称为MIMO-FIR和相位恢复块400。

该FO估计器实施例包括PMF提取器402和404、PMF处理器406和408、局部加法器410、全局加法器412、PMF识别器414、扫频仪416以及频偏设置电路418和419。PMF提取器402和PM处理器406在所接收信号的一个极化方向上运行，而PMF提取器404和PMF处理器408在所接收信号的另一个极化方向上运行。电路块组400、402、404、406和408可以称为单个PMF处理支路。一些相干接收机可以有多个具有与电路块400、402、404、406和408相同的电路块但同时对不同的数据集合进行操作的PMF处理支路。当单个处理器支路无法足够快地处理输入数据的流时，可以使用这种级别的并行性。下面讨论PMF提取器402和404、PMF处理器406和408、PMF识别器414、扫频仪416以及频偏设置电路418和419。

在操作的信号采集阶段，扫频仪416负责按预定步长设置不同的f_DFS频率，并执行在图8和图9的方法实施例的步骤302讨论的扫频功能。一旦f_DFS设定，频偏设置电路419将利用扫频仪416设定的f_DFS设置然后MIMO-FIR和相位恢复块400利用设定的运行并向PMF提取器402提供极化信号(Xe)，其中在特定的f_DFS频率处，为数据突发的每个帧提取均衡后的信号相位的PMF。这可以通过使得电路检测相位并识别相位分布在相位星座的哪个扇区(即如图3A和图3B所示)为每个符号执行。PMF提取器402跟踪K个扇区中的每个扇区中相位被识别的次数。下面表1示出了具有K＝10的符号的相位的提取出的PMF的例子，其中最左边的列标识出了K个标识，中间的列列出了相应扇区的星座范围，最右边的列列出了相位星座扇区中每个扇区中的符号的所识别相位的计数。

表1

K相位星座扇区计数(p_i)10到π/552π/5到2π/5332π/5到3π/5843π/5到4π/5654π/5到π66π到6π/5476π/5到7π/5387π/5到8π/5598π/5到9π/54109π/5到2π9

随着PMF提取器402评估的符号越来越多，计数将会增加。利用前面观察到均匀相位分布的图3A的例子，表1中所有扇区的计数基本上会相互接近。另一方面，利用前面观察到非均匀相位分布的图3B的例子，所有K个扇区的计数并不都接近。一旦评估了特定数量的符号，比如一帧的符号，然后收集的计数就会提供给PMF处理器406。PMF处理器406然后在f_DFS的当前偏移频率处执行数学函数J_{DFS_x}(f_DFS)＝∑p_i²或一般的∑f(p)，这分别与图8中的步骤304或图9中的步骤305相对应。利用表1的例子，其中J_{DFS_x}(f_DFS)＝∑p_i²＝5²+3²+8²+6²…+4²+9²。除PMF处理器408提供J_{DFS_y}(f_DFS)外，PMF提取器404和PMF处理器408与PMF提取器402和PMF处理器406以完全相同的方式同时在另一个极化方向上运行。J_{DFS_x}(f_DFS)和J_{DFS_y}(f_DFS)在局部加法器410处简单相加得出J_{DFS_xy}(f_DFS)，因为两个极化方向都针对相同的频偏。注意，PMF提取器404和PMF处理器408是不需要的，但包括在本实施例中是为了提高FO估计的准确性。

假设其他PMF处理支路420和422都不存在或不使用，将PMF处理器的输出J_{DFS_xy}(f_DFS)提供给PMF识别器414。PMF识别器414跟踪最大(如果利用凸函数f(p))或最小(如果利用凹函数f(p))J_{DFS_xy}(f_DFS)值以及得到它的对应的f_DFS。这总体上对应于图8和图9中的步骤306。现在完成了一个f_DFS的迭代，扫频仪416将f_DFS换到下一个频率。下一个频率可以是之前的频率加上预定步长，称为下一个频率索引。然后再次重复前面描述的PMF提取器402、404和PMF处理器406、408的操作，这样就向PMF识别器414提供新的J_{DFS_xy}(f_DFS)。最终提供了f_min到f_max范围内的所有频率索引处的J_{DFS_xy}(f_DFS)，PMF识别器414然后将实际频偏设置为出现最大(或最小)J_{DFS_xy}(f_DFS)值的频率。这对应于图8和图9的步骤308。现在利用该实际频偏设置频偏设置电路418，并且信号采集阶段结束，从而正常接收操作可以开始。总之，图10的实施例的FO估计器处理均衡后的符号的PMF，以提供不同频率处PMF值的凹函数或凸函数的总和，并识别与PMF值的凹函数或凸函数的最大化的总和对应的一个频率。

在可替换的实施例中，可以使用任意一个或多个并行PMF处理支路420和422以提高最终J_{DFS_xy}(f_DFS)值的准确性。由于每个PMF处理支路以相同的f_DFS和对不同的数据集合操作，所以全局加法器412用于将来自每个PMF处理支路的输出的J_{DFS_xy}(f_DFS)值相加在一起。该全局J_{DFS_xy}(f_DFS)值提供给PMF识别器414，并且为不同的f_DFS再次重复该过程。数据越多，对应实际频偏的均匀相位分布的J_{DFS_xy}(f_DFS)值与非均匀相位分布的J_{DFS_xy}(f_DFS)值之间的差值就越大。应意识到，如此大的差值是容易检测到的。事实上，一个PMF提取器402和一个PMF处理器406单个配对足以用于估计FO，PMF处理支路420和422的任意组合的不同配对在FO估计实施例中可以同时运作。

因此，通过使得FO估计器212处理块的多个突发，而不仅是块的单个突发，可获得进一步的鲁棒性。总之，所有并行PMF处理支路的最终J_{DFS_xy}(f_DFS)可以用下面的等式1表达：

等式1：

或一般的

其中K是信号相位的PMF的分辨率；nPol是极化的数量，数量为2是极化复用系统，数量为1是单个极化传输；nProc是DSP中并行TDEQ和CR处理器或支路的数量；nBursts是每次计算中涉及的块的突发的数目，其中nBursts应基于系统规范进行设置。

图11是根据本实施例示出的PMF提取器402或404的更多细节的框图。在本实施例中，PMF提取器402包括K箱区量化器450和计数器块452。K箱区量化器450负责检测输入信号的相位，然后确定该相位属于K个扇区或相位箱区中的哪一个。p(L)⁺⁺电路452是计数器块，包括储存器或寄存器，用于保存当相位属于特定的相位箱区(或K个扇区)时检测相位的实例的数量的计数。可替换地，K箱区量化器450可以实现为查找表(LUT)。例如，通过用乘以检测到的相位所得的值可取整以与具有K个条目的表相一致。例如，如果取整然后表中的K＝3条目就增加1。在两个实施例中，存储器都需要存储计数。

前面讨论的FO估计器的实施例，例如图10所示的例子，可在相干光传输链路中使用。前面在图5的实施例中示出过这类相干光传输链路。当前描述的相干光传输链路实施例将包括发射机102、光信道106以及相干接收机104。发射机102生成由光信道106接收和传输的光信号。发射机102可以位于源位置，例如图1所示的服务提供商10、区域节点14或基站16，光信道106可以表示为数据电缆18、20和22。

相干接收机104从光信道106接收光信号，并被配置为利用电路，例如前面图6的实施例所示的频域均衡器(FDEQ)202和204，以及MIMO-FIR206，提供与光信号对应的均衡后的符号。相干接收机104将包括频偏估计器，例如图6的实施例和图10的实施例中的频偏估计器212，以及载波相位恢复电路，例如图6的实施例中所示的载波相位恢复电路208。当前相干光传输链路实施例中描述的FO估计器处理均衡后的符号的概率质量函数值(PMF)，是为了提供不同频率处PMF值的凸函数或凹函数的总和，并识别与PMF值的平方的最大化总和相对应的一个频率。当前相干光传输链路实施例中描述的载波相位恢复电路基于所识别的一个频率，纠正均衡后的符号的相位。

参照图12和图13，利用信号相位的PMF对估计相干接收机中的信号的实际频偏的方法的详细流程图进行描述。例如，下面的方法实施例可以在图5、图6和图10所示的电路中执行。更具体地，图12和图13的方法实施例可以在图5的实施例的DSP 118中、图6的实施例的FO估计器212中以及图10的PMF提取器实施例中执行。

图12的方法在复位事件后的500开始，其中f_DFS设置为f_min，J_max和J_DFS设置为0，f_est设置为f_min，iBurst设置为0。变量f_est最终将为实际频偏，f_min是可用的最小频率，J_max存储最大PMF值，且PMF平方和值J_DFS是当前估计出的PMF处理器的输出。接下来在502，将载波相位恢复电路208的第二阶设置为2π×f_DFS/f_Baud，并增加iBurst值。例如，MIMO-FIR和相位恢复块400现在设置为用f_DFS和值操作。由于MIMO-FIR和相位恢复块400提供了输出符号，每个符号的输出相位的PMF在504确定，并表示为p_i。这就是相位星座扇区的K个扇区的每个扇区中的相位的计数的累加。接下来在图12中的506，针对块的当前突发，执行利用凸函数例如J_DFS＝J_DFS+∑p_i²的PMF处理器计算。如果在508，当前突发的数量iBurst不超过最大突发数量nBurst，则该方法返回502去接收块的后续突发以进行评估。随着该方法针对块的每次连续突发，在相同的f_DFS和设置下，循环经过502、504和506，J_DFS的值继续增加。

一旦当前突发iBurst的数量大于最大突发数量nBurst，则该方法进行到510。在510处，当前J_DFS和J_max进行比较。因为该第一次迭代具有J_max＝0且确定J_DFS>0，所以在516处，J_max设置为J_DFS，f_est设置为f_DFS。换句话说，记录最大值J_DFS及其相对应的频率，前面任何较低的J_DFS和对应的频率值都丢弃或忽略。如果在510处，J_DFS小于J_max，则对当前f_DFS频率不感兴趣，该方法进行到512，此处参数J_DFS和iBurst重置为0，且f_DFS增加预定频率步长。在514处，新增加后的f_DFS和f_max进行比较。如果f_DFS没有超出f_max，就还有更多的频率要确定输出相位的PMF，因此该方法利用新的f_DFS值返回到502。否则，由于所有的频率指数已经被扫描，则该方法进行到518。通过518，最大J_DFS值已经被存储为J_max，并且其对应的频率已存储为f_est，f_est被报告并被设置为相干接收机的实际频偏。现在可以开始相干接收机的正常接收操作。

参照图13，该方法从复位事件后的520开始，其中f_DFS设置为f_min，J_min和J_DFS设置为0，f_est设置为f_min，并且iBurst设置为0。变量f_est最终将为实际频偏，f_min是要用的最小频率，J_min存储最小PMF值，且PMF函数值J_DFS是当前评估出的PMF处理器的输出。接下来在522，对于载波相位恢复电路208的第二阶PLL，将设置为2π×f_DFS/f_Baud，并增加iBurst值。例如，MIMO-FIR和相位恢复块400现在设置为用f_DFS和值操作。由于MIMO-FIR和相位恢复块400提供了输出符号，每个符号的输出相位的PMF在524确定，并表示为p_i。这就是相位星座扇区的K个扇区的每个扇区中的相位的计数的累加。接下来在526，利用凹函数f(p)，针对块的当前突发执行J_DFS＝J_DFS+∑f(p)的PMF处理器计算。如果在528处，当前突发数量iBurst不超过最大突发数量nBurst，则该方法返回522去接收块的后续突发以进行估计。随着该方法针对块的每次连续突发，在相同的f_DFS和设置下，循环经过522、524和526，J_DFS的值继续增加。

在530处当前J_DFS和J_min进行比较。因为该第一次迭代具有J_min＝0且确定J_DFS>0，在536处，J_min设置为J_DFS，f_est设置为f_DFS。换句话说，记录最小值J_DFS及其相对应的频率，前面任何较高J_DFS和对应的频率值都丢弃或忽略。在530处，如果J_DFS大于J_min，则对当前f_DFS频率不感兴趣，该方法进行到532，此处参数J_DFS和iBurst重置为0，f_DFS增加预定频率步长。在534处，新增加后的f_DFS和f_min进行比较。如果f_DFS没有超出f_max，就还有更多的频率要确定输出相位的PMF，因此该方法利用新的f_DFS值返回到522。否则，由于所有的频率指标已经被扫描，该方法进行到538。通过538，最大J_DFS值已经被存储为J_min，其对应的频率已存储为f_est，f_est被报告并被设置为相干接收机的实际频偏。现在可以开始相干接收机的正常接收操作。

前面描述的FO估计器实施例已经实现并测试，以证明利用信号输出相位的PMF估计相干接收机所接收的信号的实际频偏的有效性。图14是在不同的J_DFS(f_DFS)＝∑p_i²的f_DFS频率处PMF处理器输出(J_DFS)的绘图。单个峰值在图14中是清楚明显的，且频偏误差约为1MHz，远低于10MHz的最大可容许误差。利用现有技术的频偏估计方法，在类似的测试中估计误差远大于可容许限制，且系统无法恢复数据。

总之，与目前已知的方法相比，前面所述的频偏估计方法实施例和系统实施例的相干数字接收机以较快的速度、较高的鲁棒性和准确性估计频偏。利用信号相位的PMF，本实施例可以使用任何类型的信令，例如RRC、RC、NRZ以及RZ67。利用信号相位的PMF，本实施例兼容于所有调制方案，包括例如QPSK、8QAM、16QAM以及64QAM，并兼容于所有预编码、预补偿、量化以及可包括例如放大自发辐射(ASE)和相位噪声的不同来源的噪声。本实施例兼容于任何DSP算法，对狭窄电带宽、大量波长选择开关(WSS)、较大LOFO、大的ASE以及大的信道减损不敏感。由于需要较少突出来确定频偏，所以本实施例并不复杂，硬件便利，特性快速收敛。

前面描述的实施例已经在极化复用相干光传输的上下文中进行了描述，然而，他们也可以用在单极化相干光传输中。此外，前面描述的实施例可用在传统的使用相干接收机的有线和无线通信系统中。更具体地，任何相干系统都可以包括前面实施例中描述的具有能扫描所有可能的操作频率的范围的现有频率校正器的FO估计器电路。基于PMF平方和输出，称为PMF处理器输出，可以对FO进行估计。

在前面的描述中，为了解释的目的，阐述了众多细节以便对实施例有全面的理解。然而，很明显这些具体细节对本领域技术人员而言是不需要的。在其他情况下，为了理解的清楚，众所周知的电子结构和电路以框图形式示出。例如，对这里所述的实施例是否实现为软件程序、硬件电路、固件或它们的组合并没有提供具体细节。

本公开的实施例可以表示成存储在机器可读介质(也称为计算机可读介质、处理器可读介质、或其中体现计算机可读程序代码的计算机可用介质)中的计算机程序产品。机器可读介质可以是任何合适的有形、永久介质，这种介质包括包含磁盘、光盘只读存储器(CD-ROM)、存储器设备(易失性或非易失性)、或类似的存储机制的磁、光、或电子存储介质。该机器可读介质可以包含指令、代码序列、配置信息、或其他数据的各种集合，其中，当其被执行时，会使得处理器根据本公开的实施例执行方法中的步骤。本领域技术人员会理解，其他执行所述实施方式所必需的指令和操作也可以存储在该机器可读介质上。存储在该机器可读介质上的指令可以由处理器或其他合适的处理设备执行，并且可以与电路连接执行所述的任务。

上述实施例意图仅仅是举例。本领域技术人员进行的改变、修改和变更可以影响到特定的实施例。权利要求的范围不应限于这里所述的特定实施例，但应以与说明书整体一致的方式进行解释。