具省电与高转换效率机制的电源转换装置

摘要

本发明提供一种具省电与高转换效率机制的电源转换装置。其中，电源转换装置包括变压器、同步整流晶体管以及同步整流控制电路。变压器的一次侧的第一端用以接收输入电压。变压器的二次侧的第一端用以提供输出电压给负载。同步整流晶体管的第一漏/源极端耦接变压器的二次侧的第二端。同步整流晶体管的第二漏/源极端耦接第一接地端。同步整流晶体管的栅极端接收控制信号。同步整流控制电路接收同步整流晶体管的第一漏/源极端的信号以判断负载的状态并产生控制信号。当负载为轻载时，同步整流控制电路进入省电模式且关断同步整流晶体管。

说明书

技术领域

本发明是有关于一种电源转换技术，且特别是有关于一种具省电与高转换效率机制的电源转换装置。

背景技术

电源转换装置为现代电子装置中不可或缺的元件。在以脉宽调变(pulse width modulation，简称PWM)控制为基础的电源转换装置中，其二次侧通常具有整流二极管。由于整流二极管于导通状态下的功率消耗较大，因此可采用导通电阻(Rds-on)较低的同步整流晶体管来取代整流二极管。在这样的架构下，尚需要一同步整流控制器来控制二次侧的同步整流晶体管的启闭。

一般来说，同步整流晶体管的栅极端与源极端之间具有寄生电容。当同步整流晶体管在导通与截止之间进行切换时，同步整流控制器需对寄生电容进行充放电，从而产生功率消耗。除此之外，同步整流控制器本身也会消耗电能。上述的功率消耗于电源转换装置的负载为轻载时，将会降低电源转换装置的转换效率而不利于节能的表现。因此，如何有效地提升电源转换装置整体的转换效率是电源转换技术相关领域所要面临的重要课题。

发明内容

本发明提供一种具省电与高转换效率机制的电源转换装置，藉以解决先前技术所涉及的问题。

本发明的电源转换装置包括变压器、同步整流晶体管以及同步整流控制电路。变压器具有一次侧与二次侧。其中一次侧的第一端用以接收输入电压，而二次侧的第一端则用以提供输出电压给负载。同步整流晶体管的第一漏/源极端耦接二次侧的第二端，同步整流晶体管的第二漏/源极端耦接第一接地端，且同步整流晶体管的栅极端用以接收控制信号。同步整流控制电路耦接同步整流晶体管，且接收同步整流晶体管的第一漏/源极端的信号以做为检测 信号。其中，同步整流控制电路根据检测信号来判断负载的状态，并据以产生控制信号。

在本发明的一实施例中，上述的电源转换装置中，当同步整流控制电路判断负载的状态为轻载时，同步整流控制电路进入省电模式，且同步整流晶体管受控于控制信号而被截止。当同步整流控制电路判断负载的状态为中重或重载时，同步整流控制电路进入正常操作模式，且同步整流晶体管受控于控制信号而被导通或被截止。

在本发明的一实施例中，上述的同步整流晶体管的第一漏/源极端与其本体(body)端之间具有寄生二极管。其中，同步整流控制电路计算检测信号的时间区间，根据时间区间的长短来判断负载的状态，并据以产生控制信号。其中，时间区间为同步整流晶体管或寄生二极管导通的时间。

在本发明的一实施例中，上述的同步整流控制电路包括计时电路、决策电路以及驱动电路。计时电路接收检测信号以计算时间区间，并产生与时间区间相关的第一信号。决策电路耦接计时电路以接收第一信号。决策电路判断第一信号是否小于第一临界值。若判断结果为是，决策电路累加第一计数值。否则，决策电路重置第一计数值。当第一计数值大于或等于第一预设值时，决策电路判断负载的状态为轻载并产生模式信号以使同步整流控制电路操作于省电模式。驱动电路耦接决策电路以接收模式信号。当模式信号指示同步整流控制电路操作于省电模式时，驱动电路产生控制信号以关断(turn off)同步整流晶体管。

在本发明的一实施例中，上述的决策电路判断第一信号是否大于或等于第一临界值。若判断结果为是，决策电路累加第二计数值。否则，决策电路重置第二计数值。当第二计数值大于或等于第二预设值时，决策电路判断负载的状态为中重或重载并产生模式信号以使同步整流控制电路操作于正常操作模式。驱动电路还接收检测信号。当模式信号指示同步整流控制电路操作于正常操作模式时，驱动电路在检测信号的电压值小于第一参考电压值时导通同步整流晶体管，且在检测信号的电压值大于第二参考电压值时关断同步整流晶体管。

在本发明的一实施例中，上述的决策电路包括决策比较器、计数器以及SR正反器。决策比较器的正相输入端耦接到计时电路以接收第一信号。决策 比较器的反相输入端接收第一临界值。决策比较器比较第一信号与第一临界值并产生决策信号。计数器耦接到决策比较器以接收决策信号。当决策信号指示第一信号小于第一临界值时，计数器累加第一计数值且重置第二计数值。否则，计数器重置第一计数值且累加第二计数值。其中，当第一计数值大于或等于第一预设值时，计数器产生设定信号。当第二计数值大于或等于第二预设值时，计数器产生重置信号。SR正反器的设定端耦接到计数器以接收设定信号。SR正反器的重置端耦接到计数器以接收重置信号。SR正反器的正相输出端输出模式信号。

在本发明的一实施例中，上述的计时电路包括第一比较器、第二比较器、SR正反器、放电开关、电流源以及电容。第一比较器的反相输入端接收检测信号，其正相输入端接收第一参考电压值，并产生第一比较信号。第二比较器的正相输入端接收检测信号，其反相输入端接收第二参考电压值，并据以产生第二比较信号。SR正反器的设定端耦接到第一比较器以接收第一比较信号，其重置端耦接到第二比较器以接收第二比较信号，且其正相输出端输出第二信号。放电开关的控制端耦接到SR正反器的反相输出端以接收反相的第二信号，其第二端耦接到第一接地端。电流源的第一端耦接到电源电压，其第二端耦接到放电开关的第一端。电容的第一端耦接到电流源的第二端以产生第一信号，其第二端耦接到第一接地端。

在本发明的一实施例中，上述的同步整流控制电路计算检测信号的周期时间，且根据周期时间的长短而判断负载的状态，并据以产生控制信号。其中，周期时间为电源转换装置的能量转换周期。

在本发明的一实施例中，上述的同步整流控制电路包括计时电路、决策电路以及驱动电路。计时电路接收检测信号以计算周期时间，并产生与周期时间相关的第一信号。决策电路耦接计时电路以接收第一信号。决策电路判断第一信号是否大于第一临界值。若判断结果为是，决策电路判断该负载的状态为轻载并产生模式信号以使同步整流控制电路操作于省电模式。驱动电路耦接决策电路以接收模式信号。当模式信号指示同步整流控制电路操作于省电模式时，驱动电路产生控制信号以关断(turn off)同步整流晶体管。

在本发明的一实施例中，上述的决策电路判断第一信号是否小于或等于第一临界值。若判断结果为是，决策电路累加第一计数值。否则，决策电路 重置第一计数值。当第一计数值大于或等于第一预设值时，决策电路判断负载的状态为中重或重载并产生模式信号以使同步整流控制电路操作于正常操作模式。驱动电路还接收检测信号。当模式信号指示同步整流控制电路操作于正常操作模式时，驱动电路在检测信号的电压值小于第一参考电压值时导通同步整流晶体管，且在检测信号的电压值大于第二参考电压值时关断同步整流晶体管。

在本发明的一实施例中，上述的决策电路包括比较器、计数器以及SR正反器。比较器的正相输入端耦接到计时电路以接收第一信号，其反相输入端接收第一临界值。比较器比较第一信号与第一临界值并产生比较信号。计数器接收检测信号，且耦接到比较器以接收比较信号。在检测信号的周期时间结束时，若比较信号指示第一信号小于或等于第一临界值，计数器累加第一计数值。否则，计数器重置第一计数值。其中，当第一计数值大于或等于第一预设值时，计数器产生重置信号。SR正反器的设定端耦接到比较器以接收比较信号，其重置端耦接到计数器以接收重置信号，且其正相输出端输出模式信号。

在本发明的一实施例中，上述的计时电路包括单击电路、放电开关、电流源以及电容。单击电路接收检测信号，用以检测检测信号的边缘以产生触发信号。放电开关的控制端耦接到单击电路以接收触发信号，且其第二端耦接到第一接地端。电流源的第一端耦接到电源电压，其第二端耦接到放电开关的第一端。电容的第一端耦接到电流源的第二端以产生第一信号，其第二端耦接到第一接地端。

在本发明的一实施例中，电源转换装置还包括功率开关以及脉宽调变信号产生器。功率开关的第一端耦接一次侧的第二端，其第二端耦接第二接地端，而其控制端则用以接收脉宽调变信号。脉宽调变信号产生器耦接功率开关的控制端，用以根据负载的状态而产生并调整脉宽调变信号。其中，同步整流晶体管的第一漏/源极端与其本体端之间具有寄生二极管。其中，当功率开关被截止且同步整流控制电路操作于省电模式时，同步整流晶体管受控于控制信号而被截止，且寄生二极管被导通。

在本发明的一实施例中，当功率开关被截止且同步整流控制电路操作于正常操作模式时，同步整流晶体管受控于控制信号而被导通。

在本发明的一实施例中，当功率开关被导通时，同步整流晶体管与寄生二极管被截止。

基于上述，本发明所提出的电源转换装置中的同步整流控制电路可根据同步整流晶体管的第一漏/源极端的信号而检测出同步整流晶体管(或其寄生二极管)导通的时间区间或是电源转换装置的电源转换周期时间，并据以判断负载的状态变化。当同步整流控制电路判断负载的状态为轻载时，同步整流控制电路可进入省电模式并关断同步整流晶体管。如此一来，可避免同步整流晶体管在导通与截止之间进行切换时，同步整流控制电路需对同步整流晶体管的寄生电容进行充放电所造成的功率消耗。除此之外，在省电模式下，同步整流控制电路也可将用以驱动同步整流晶体管的相关电路关闭以达到节能的目的，从而提高轻载时的电源转换效率。

为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合附图作详细说明如下。

附图说明

下面的所附图式是本发明的说明书的一部分，示出了本发明的示例实施例，所附图式与说明书的描述一起说明本发明的原理。

图1是依照本发明一实施例所示出的电源转换装置的电路示意图；

图2是图1的电源转换装置与图3的同步整流控制电路的信号时序示意图；

图3是图1的电源转换装置的同步整流控制电路的一实施例的电路示意图；

图4是图1的电源转换装置的同步整流控制电路的另一实施例的电路示意图；

图5是图1的电源转换装置与图4的同步整流控制电路的信号时序示意图。

附图标记说明：

200：电源转换装置；

210：脉宽调变信号产生器；

260：同步整流控制电路；

462、562：计时电路；

462_1、464_2、564_2：SR正反器；

464、564：决策电路；

464_1、564_1：计数器；

466、566：驱动电路；

562_1：单击电路；

Cgs：寄生电容；

cmp1：第一比较器；

cmp2：第二比较器；

cmp3：决策比较器；

cmp4：比较器；

cnt1：第一计数值

cnt2：第二计数值；

Cc、Co：电容；

Dr：寄生二极管；

GND1：第一接地端；

GND2：第二接地端；

Ic：电流源；

Is：电流；

K：线圈比；

M：第二预设值；

Mp：功率开关；

Msr：同步整流晶体管；

N、Y：第一预设值；

Np：一次侧；

Ns：二次侧；

PWM：脉宽调变信号；

Q：正相输出端；

/Q：反相输出端；

R：重置端；

S：设定端；

scp1：第一比较信号；

scp2：第二比较信号；

scp3：决策信号；

scp4：比较信号；

SET：设定信号；

Sm：模式信号；

strobe_out：触发信号；

sw1：放电开关；

RESET：重置信号；

RL：负载；

T：变压器；

T0、T1、T1’、T2、T3、T4、T5、T6、T7、T8、T9、T10、T20、T21、T22、T30、Tp0、Tp1、Tp2、Tp3、Tp4、Tp5：时间；

Tcyc：周期时间；

Tref：第一临界时间；

Tsr：时间区间；

Vc：第一信号；

VD：检测信号；

VDD：电源电压；

VF：负电压值；

VG：控制信号；

VIN：输入电压；

Vref：第一临界值；

VSR：第二信号；

/VSR：反相的第二信号；

Vth1：第一参考电压值；

Vth2：第二参考电压值；

Vth3：第三参考电压值；

VOUT：输出电压。

具体实施方式

为了使本揭露的内容可以被更容易明了，以下特举实施例做为本揭露确实能够据以实施的范例。另外，凡可能之处，在图式及实施方式中使用相同标号的元件/构件/步骤，系代表相同或类似部件。

图1是依照本发明一实施例所示出的电源转换装置的电路示意图。请参照图1，电源转换装置200包括变压器T、同步整流晶体管Msr、同步整流控制电路260、功率开关Mp以及脉宽调变信号产生器210。变压器T包括一次侧Np与二次侧Ns。其中，一次侧Np的第一端(例如同名端(common-polarity terminal，即打点处)用以接收输入电压VIN，而二次侧Ns的第一端(例如异名端(opposite-polarity terminal，即未打点处)则用以提供输出电压VOUT给负载RL(例如电子装置)，但不限于此。

同步整流晶体管Msr的第一漏/源极端耦接二次侧Ns的第二端(例如同名端)，同步整流晶体管Msr的第二漏/源极端耦接第一接地端GND1，而同步整流晶体管Msr的栅极端则用以接收控制信号VG。同步整流控制电路260耦接同步整流晶体管Msr，且接收同步整流晶体管Msr的第一漏/源极端的信号以做为检测信号VD。其中，同步整流控制电路260根据检测信号VD来判断负载RL的状态，并据以产生控制信号VG。其中，同步整流晶体管Msr的第一漏/源极端与其本体(body)端之间具有寄生二极管Dr。

另一方面，功率开关Mp的第一端耦接一次侧Np的第二端(例如异名端)，功率开关Mp的第二端耦接第二接地端GND2，而功率开关Mp的控制端则用以接收脉宽调变信号PWM。脉宽调变信号产生器210耦接功率开关Mp的控制端，用以根据负载RL的状态(或是电源供应需求)而产生并调整脉宽调变信号PWM。

以下将对电源转换装置200的运作进行详细的说明。请同时参照图1与图2。图2是图1的电源转换装置与图3的同步整流控制电路的信号时序示意图。其中，有关同步整流控制电路260内部的信号将在稍后搭配其他图示进行说明。在时间T0时，功率开关Mp导通，输入电压VIN提供电力至变压器T的一次侧Np的线圈以进行储能。在此同时，同步整流晶体管Msr及寄生二极管Dr则是截止状态。因此，检测信号VD的电压电平为K×VIN，其中K为电压器T的二次侧Ns与一次侧Np的线圈比。

在时间T1时，功率开关Mp反应于脉宽调变信号产生器210所产生的脉宽调变信号PWM而截止(turned off)。基于楞次定律(Lenz's law)，变压器T的一次侧Np所储存的能量将转移至变压器T的二次侧Ns。于此同时，同步整流晶体管Msr中的寄生二极管Dr处于顺向偏压而导通。由于同步整流晶体管Msr的本体端耦接第一接地端GND1，因此同步整流晶体管Msr的第一漏/源极端的电压电平(也即检测信号VD的电压电平)将由K×VIN下降至负电压值VF。

当同步整流控制电路260检测到检测信号VD的电压电平(也即负电压值VF)小于第一参考电压值Vth1(例如-200Mv，但不限于此)时，同步整流控制电路260可导通同步整流晶体管Msr，如时间T1到时间T1’之间所示。此时，转移至变压器T的二次侧Ns的能量将会开始对电容Co进行充电，并且供应直流输出电压VOUT给负载RL。因此，变压器T的二次侧Ns的电流Is将由同步整流晶体管Msr的第二漏/源极端经由其内部感应的通道(channel)而流向第一漏/源极端。

随着所储存的能量持续地对电容Co进行充电，二次侧Ns的电流Is将会持续降低，使得检测信号VD的电压电平由负电压值VF向上拉升。直到检测信号VD的电压电平到达第三参考电压值Vth3(例如-70Mv，但不限于此)，如时间T2所示。此时，同步整流控制电路260将开始降低控制信号VG的电压电平以维持检测信号VD的电压电平于第三参考电压值Vth3。由于二次侧Ns的电流Is仍将持续下降，最终将导致同步整流控制电路260无法维持检测信号VD的电压电平于第三参考电压值Vth3并上升至第二参考电压值Vth2(例如-30mV，但不限于此)，如时间T3所示。此时，变压器T所储存的能量已经完全传送至电容Co，故二次侧Ns的电流Is降至零，同步整流控制电路260将关断同步整流晶体管Msr。其中，由时间T1至时间T3的时间区间Tsr即为同步整流晶体管Msr的导通时间。亦或是，时间区间Tsr也可视为变压器T所储存的能量对电容Co进行充电的时间。

在时间T3，功率开关Mp与同步整流晶体管Msr皆为截止状态。由于变压器T所储存的能量已经转移结束，因此其一次侧Np的线圈与功率开关Mp的寄生电容以及一次侧Np的线圈中的电感将开始产生谐振。直到功率开关Mp再次导通时，输入电压VIN再次提供电力至变压器T的一次侧Np的线 圈以进行储能，并随后重复地执行类似在时间T0到时间T4之间所执行的运作(例如时间T4到时间T8之间)。

如同先前所述，脉宽调变信号产生器210可根据负载RL的状态(或是电源供应需求)而产生并调整脉宽调变信号PWM。当负载RL的状态为轻载而使得电源供应需求降低时，脉宽调变信号产生器210可调降脉宽调变信号PWM的工作周期(duty cycle)。如此一来，功率开关Mp反应于脉宽调变信号产生器210所产生的脉宽调变信号PWM而导通的时间(例如时间T0到时间T1之间)将会变短，从而降低变压器T每一次储存的能量。在此情况下，变压器T每一次转移的能量会随着所储存能量的降低而降低。因此，电容Co的充电时间(也即时间区间Tsr)也随之降低。换句话说，同步整流晶体管Msr的导通时间将会降低。反之亦然。

由于检测信号VD的时间区间Tsr为同步整流晶体管Msr的导通时间，因此，在本发明的一实施例中，同步整流控制电路260可计算检测信号VD的时间区间Tsr，且根据时间区间Tsr的长短来判断负载RL的状态(例如轻载或是中重或重载)，并据以产生控制信号VG。

举例来说，当同步整流控制电路260根据时间区间Tsr而判断负载RL的状态为轻载时，同步整流控制电路260可进入省电模式并产生控制信号VG以关断同步整流晶体管Msr。此时，二次侧Ns的电流Is将流经同步整流晶体管Msr中的寄生二极管Dr。如此一来，可避免同步整流晶体管Msr在导通与截止之间进行切换时，同步整流控制电路260需对同步整流晶体管Msr的寄生电容Cgs进行充放电所造成的功率消耗。除此之外，在省电模式下，同步整流控制电路260也可将用以驱动控制信号VG的相关电路关闭以达到节能的目的，从而提高轻载时的电源转换效率。

以下请同时参照图1、图2与图3。图3是图1的电源转换装置的同步整流控制电路的一实施例的电路示意图。同步整流控制电路260包括计时电路462、决策电路464以及驱动电路466。计时电路462接收检测信号VD以计算时间区间Tsr，并产生与时间区间Tsr相关的第一信号Vc。

决策电路464耦接计时电路462以接收第一信号Vc。决策电路464判断第一信号Vc是否小于第一临界值Vref。若判断结果为是，决策电路464累加第一计数值cnt1(例如图2的时间T3与T7处)，否则重置第一计数值cnt1 (例如图2的时间Tp2处)。当第一计数值cnt1大于或等于第一预设值N时，亦即，连续N个(N为正整数)以上的时间区间Tsr的时间长度皆小于第一临界时间Tref时(例如图2的时间T7处)，决策电路464可判断负载RL的状态为轻载并产生模式信号Sm以使同步整流控制电路260操作于省电模式。其中，第一临界时间Tref与第一临界值Vref相关联。

驱动电路466耦接决策电路464以接收模式信号Sm。当模式信号Sm指示同步整流控制电路260操作于省电模式时，驱动电路466产生控制信号VG以关断同步整流晶体管Msr。

举例来说，在图2的时间T7与Tp5之间，同步整流控制电路260操作于省电模式。此时，控制信号VG的电压值保持在0V以关断同步整流晶体管Msr。在时间T8时，功率开关Mp导通，输入电压VIN提供电力至变压器T的一次侧Np的线圈以进行储能。在时间T9时，功率开关Mp反应于脉宽调变信号产生器210所产生的脉宽调变信号PWM而截止。变压器T的一次侧Np所储存的能量将转移至变压器T的二次侧Ns。于此同时，同步整流晶体管Msr中的寄生二极管Dr处于顺向偏压而导通，因此同步整流晶体管Msr的第一漏/源极端的电压电平(也即检测信号VD的电压电平)将由K×VIN下降至负电压值VF。此时，由于同步整流晶体管Msr被截止，故二次侧Ns的电流Is将流经同步整流晶体管Msr中的寄生二极管Dr。

随着所储存的能量持续地对电容Co进行充电，二次侧Ns的电流Is将会持续降低，使得检测信号VD的电压电平由负电压值VF向上拉升。直到检测信号VD的电压电平到达第二参考电压值Vth2(例如-30mV，但不限于此)，如时间T10所示。此时，变压器T所储存的能量已经完全传送至电容Co，故二次侧Ns的电流Is降至零，使得同步整流晶体管Msr中的寄生二极管Dr被截止。其中，由时间T9至时间T10的时间区间Tsr为寄生二极管Dr导通的时间，也即变压器T所储存的能量对电容Co进行充电的时间。因此，当同步整流控制电路260操作于省电模式下，仍可通过计算检测信号VD的时间区间Tsr，且根据时间区间Tsr的长短来判断负载RL的状态，并据以产生控制信号VG。

另一方面，当决策电路464判断第一信号Vc大于或等于第一临界值Vref时，决策电路464累加第二计数值cnt2(例如图2的时间Tp2与Tp5处)， 否则，决策电路464重置第二计数值cnt2。当第二计数值cnt2大于或等于第二预设值M时(例如图2的时间Tp5处)，亦即，连续M个以上的时间区间Tsr的时间长度皆大于或等于第一临界时间Tref时，决策电路464可判断负载RL的状态为中重或重载并产生模式信号Sm以使同步整流控制电路260操作于正常操作模式。

举例来说，在图2的时间T7之前与时间Tp5之后，同步整流控制电路260操作于正常操作模式。其中，驱动电路466可接收检测信号VD以控制同步整流晶体管Msr的启闭。当模式信号Sm指示同步整流控制电路260操作于正常操作模式时，如同先前所述，驱动电路466在检测信号VD的电压值小于第一参考电压值Vth1(例如-200mV，但不限于此)时导通同步整流晶体管Msr，且在检测信号VD的电压值大于第二参考电压值Vth2(例如-30mV，但不限于此)时关断同步整流晶体管Msr。其中，有关同步整流晶体管Msr启闭的详细运作可参考上述有关时间T0到时间T3的相关说明，在此不再赘述。

如图3所示，在本发明的一实施例中，决策电路464可包括决策比较器cmp3、计数器464_1以及SR正反器464_2。决策比较器cmp3的正相输入端耦接到计时电路462以接收第一信号Vc，其反相输入端接收第一临界值Vref。决策比较器cmp3比较第一信号Vc与第一临界值Vref并产生决策信号scp3。计数器464_1耦接到决策比较器cmp3以接收决策信号scp3。当决策信号scp3指示第一信号Vc小于第一临界值Vref时，计数器464_1累加第一计数值cnt1且重置第二计数值cnt2，否则，计数器464_1重置第一计数值cnt1且累加第二计数值cnt2。其中，当第一计数值cnt1大于或等于第一预设值N(N为正整数)时，计数器464_1产生设定信号SET。当第二计数值cnt2大于或等于第二预设值M(M为正整数)时，计数器464_1产生重置信号RESET。SR正反器464_2的设定端S耦接到计数器464_1以接收设定信号SET，SR正反器464_2的重置端R耦接到计数器464_1以接收重置信号RESET，且SR正反器464_2的正相输出端Q输出模式信号Sm。

以下将针对计时电路462的实施方式进行说明。如图3所示，计时电路462包括第一比较器cmp1、第二比较器cmp2、SR正反器462_1、放电开关sw1、电流源Ic以及电容Cc。第一比较器cmp1的反相输入端接收检测信号 VD。第一比较器cmp1的正相输入端接收第一参考电压值Vth1(例如-200mV，但不限于此)，并产生第一比较信号scp1。第二比较器cmp2的正相输入端接收检测信号VD。第二比较器cmp2的反相输入端接收第二参考电压值Vth2(例如-30mV，但不限于此)，并产生第二比较信号scp2。SR正反器462_1的设定端S耦接到第一比较器cmp1以接收第一比较信号scp1，其重置端R耦接到第二比较器cmp2以接收第二比较信号scp2，且其正相输出端Q输出第二信号VSR。在本实施例中，第二信号VSR为逻辑高电平的时间区间可视为变压器T所储存的能量对电容Co进行充电的时间区间Tsr，或是同步整流晶体管Msr或寄生二极管Dr导通的时间区间Tsr。

放电开关sw1的控制端耦接到SR正反器462_1的反相输出端/Q以接收反相的第二信号/VSR，且放电开关sw1的第二端耦接到第一接地端GND1。电流源Ic的第一端耦接到电源电压VDD，而电流源Ic的第二端耦接到放电开关sw1的第一端。电容Cc的第一端耦接到电流源Ic的第二端以产生第一信号Vc，而电容Cc的第二端耦接到第一接地端GND1。其中，第一临界时间Tref可视为电流源Ic对电容Cc进行充电使得第一信号Vc的电压电平上升至第一临界值Vref的时间。

在本发明图3的实施例中，计时电路462采用电流源Ic及受控于反相的第二信号/VSR的放电开关sw1来对电容Cc进行放电与充电，从而获得时间区间Tsr的长短，然而本发明并不以此为限。在本发明的其他实施例中，也可使用计数器来计数第二信号VSR位于逻辑高电平的时间以获得时间区间Tsr。

另一方面，如同先前所述，脉宽调变信号产生器210可根据负载RL的状态(或是电源供应需求)而产生并调整脉宽调变信号PWM。举例来说，当负载RL的状态为轻载而使得电源供应需求降低时，可降低电源转换装置200的能量转换的频率。此时，脉宽调变信号产生器210可调整脉宽调变信号PWM以使功率开关Mp截止的时间变长，从而使得脉宽调变信号PWM的频率降低。如此一来，检测信号VD的周期时间Tcyc(例如图2的时间T4到时间T8的时间区间，或者是时间T5到时间T9的时间区间，端视设计需求而论)将会随之上升。反之亦然。

因此，在本发明的一实施例中，同步整流控制电路260也可计算检测信 号VD的周期时间Tcyc，且根据周期时间Tcyc的长短来判断负载RL的状态(例如轻载或者是中重或重载)，并据以产生控制信号VG。

以下请同时参照图1、图4与图5。图4是图1的电源转换装置的同步整流控制电路的另一实施例的电路示意图。图5是图1的电源转换装置与图4的同步整流控制电路的信号时序示意图。其中，为了便于阅读，图5的检测信号VD中有关于低于0V以及谐振部份的波形将予以省略。

同步整流控制电路260包括计时电路562、决策电路564以及驱动电路566。计时电路562接收检测信号VD以计算周期时间Tcyc，并产生与周期时间Tcyc相关的第一信号Vc。

决策电路564耦接计时电路562以接收第一信号Vc。决策电路564判断第一信号Vc是否大于第一临界值Vref。若判断结果为是(例如图5的时间T20处)，决策电路564判断负载RL的状态为轻载并产生模式信号Sm以使同步整流控制电路260操作于省电模式。驱动电路566耦接决策电路564以接收模式信号Sm。当模式信号Sm指示同步整流控制电路260操作于省电模式时，驱动电路566产生控制信号VG以关断同步整流晶体管Msr。

另一方面，当决策电路564判断第一信号Vc小于或等于第一临界值Vref时(例如图5的时间T21、T22、T30处所示)，决策电路564累加第一计数值cnt1，否则，决策电路564重置第一计数值cnt1。当第一计数值cnt1大于或等于第一预设值Y时(例如图5的时间T30之后)，亦即，连续Y个以上的周期时间Tcyc皆小于或等于第一临界时间Tref时，决策电路564可判断负载RL的状态为中重或重载并产生模式信号Sm以使同步整流控制电路260操作于正常操作模式。其中，第一临界时间Tref与第一临界值Vref相关。

类似于图3所示的同步整流控制电路260的驱动电路466，图4的驱动电路566接收检测信号VD。当模式信号Sm指示同步整流控制电路260操作于正常操作模式时(例如在图5的时间T20以前以及时间T30之后)，驱动电路566在检测信号VD的电压值小于第一参考电压值Vth1(例如-200mV，但不限于此)时导通同步整流晶体管Msr，且在检测信号VD的电压值大于第二参考电压值Vth2(例如-30mV，但不限于此)时关断同步整流晶体管Msr。其中，有关同步整流晶体管Msr启闭的详细运作可参考上述有关图1～图3的相关说明，在此不再赘述。

除此之外，在图5的时间T20到时间T30之间，同步整流控制电路260操作于省电模式。此时，控制信号VG的电压值保持在0V以关断同步整流晶体管Msr。此时，功率开关Mp与同步整流晶体管Msr的运作可参照上述图1～图3的相关说明，在此不再赘述。

在本发明的一实施例中，决策电路564包括比较器cmp4、计数器564_1以及SR正反器564_2。比较器cmp4的正相输入端耦接到计时电路562以接收第一信号Vc，其反相输入端接收第一临界值Vref。比较器cmp4比较第一信号Vc与第一临界值Vref并产生比较信号scp4。计数器564_1接收检测信号VD。计数器564_1耦接到比较器cmp4以接收比较信号scp4。在检测信号VD的周期时间Tcyc结束时，若比较信号scp4指示第一信号Vc小于或等于第一临界值Vref，计数器564_1累加第一计数值cnt1，否则，计数器564_1重置第一计数值cnt1。其中，当第一计数值cnt1大于或等于第一预设值Y(Y为正整数)时，计数器564_1产生重置信号RESET。SR正反器564_2的设定端S耦接到比较器cmp4以接收比较信号Scp4，其重置端R耦接到计数器564_1以接收重置信号RESET，且其正相输出端Q输出模式信号Sm。

以下将针对计时电路562的实施方式进行更进一步的说明。如图4所示，计时电路562包括单击电路562_1、放电开关sw1、电流源Ic以及电容Cc。单击电路562_1接收检测信号VD，用以检测检测信号VD的边缘(例如上升边缘或是下降边缘)以产生触发信号strobe_out。放电开关sw1的控制端耦接单击电路562_1以接收触发信号strobe_out，且放电开关sw1的第二端耦接第一接地端GND1。电流源Ic的第一端耦接到电源电压VDD，电流源Ic的第二端耦接到放电开关sw1的第一端。电容Cc的第一端耦接到电流源Ic的第二端以产生第一信号Vc，电容Cc的第二端耦接到第一接地端GND1。

详细来说，当单击电路562_1检测到检测信号VD的上升边缘时，单击电路562_1可产生对应于上升边缘的触发信号strobe_out，并据以瞬间导通放电开关sw1以使第一信号Vc放电至第一接地端GND1的电平，并在随后关断放电开关sw1。然后，电流源Ic开始对电容Cc进行充电，直到单击电路562_1检测到检测信号VD的下一次的上升边缘为止。如此一来，第一信号Vc的电压电平可忠实地反应出检测信号VD的周期时间Tcyc的长短。其中，第一临界时间Tref可视为电流源Ic对电容Cc充电使得第一信号Vc的电压 电平上升至第一临界值Vref时的时间。

在本发明图4的实施例中，计时电路562是采用单击电路562_1、放电开关sw1、电流源Ic以及电容Cc来获得检测信号VD的周期时间Tcyc，但本发明并不以此为限。在本发明的其他实施例中，也可以使用计数器来计算检测信号VD的周期时间Tcyc。

综上所述，本发明实施例的电源转换装置中的同步整流控制电路可根据同步整流晶体管的第一漏/源极端的信号而检测出同步整流晶体管(或其寄生二极管)导通的时间区间或是电源转换装置的能量转换周期，并据以判断负载的状态变化。当同步整流控制电路判断负载的状态为轻载时，同步整流控制电路可进入省电模式并关断同步整流晶体管。如此一来，可避免同步整流晶体管在导通与截止之间进行切换时，同步整流控制电路需对同步整流晶体管的寄生电容进行充放电所造成的功率消耗。除此之外，在省电模式下，同步整流控制电路也可将用以驱动同步整流晶体管的相关电路关闭以达到节能的目的，从而提高轻载时的电源转换效率。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。