一种高Q值、电感值与工作频率范围可调谐的有源电感

摘要

一种高Q值、电感值与工作频率范围可调谐的有源电感，该有源电感包括可变电容、有源反馈电阻、正跨导放大器、负跨导放大器、第一可调电流源、第二可调电流源、隔直电容。其中负跨导放大器为在共源极-共栅极结构上加入多重电压调制电路；可调节的有源反馈电阻连接于正负跨导放大器之间，用于改善有源电感的实部损耗，进而进一步地提高Q值；可变电容连接于正跨导放大器的输入端和负跨导放大器的输出端，用于调节有源电感的负载电容，进而扩展电感值和Q值的调节范围。两个可调电流源分别为正跨导放大器和负跨导放大器提供直流偏置，并可以调节有源电感的工作频率范围。这些组成部分使得该有源电感的工作频率、电感值和Q值均可进行调节。

说明书

技术领域

本发明涉及射频器件与集成电路领域，特别是一种高Q值、电 感值与工作频率范围可调谐的有源电感。

背景技术

在射频集成电路(RFICs)中，电感是常用的元件之一。例如，在 低噪声放大器中，使用电感可以实现输入输出的匹配，提高放大器的 增益平坦度；在电压控制(电流控制)振荡器中，使用电感可以实现 信号的发生；在混频器中，使用电感可以实现信号的调制。

在RFICs中通常使用片上螺旋电感。由于片上螺旋电感的电感值 与其几何尺寸密切相关，电感值越大时，占据的芯片面积越大，在实 际应用中，往往占据了大部分芯片面积，增加了芯片成本，限制了芯 片集成度。且当芯片上存在多个电感时，不同电感之间会产生互感效 应，严重影响了RFIC的整体性能。片上螺旋电感还存在着品质因子 Q值低，电感值不可调等缺点。为了解决片上螺旋电感存在的问题， 采用晶体管等有源器件合成的有源电感应运而生。

相比较于片上螺旋电感，有源电感具有占用芯片面积较小，电感 值与Q值可调，制作成本较低等优点。有源电感除了可以代替无源 电感使用外，还可以利用其可调性，补偿因工艺偏差、寄生效应等因 素对RFIC性能产生的不利影响；可以重新配置RFIC参数，实现性 能的调节。因此，在实际应用中有源电感具有较高的实用价值。

现有的有源电感通常采用回转器结构，将回转器自身的电容回转 为等效电感，其中的负跨导放大器往往采用单级放大器结构，采用这 种结构的有源电感存在着电感值可调范围小、Q值低、电感工作频率 范围无法改变等缺点，限制了它们在高频RFICs中的应用。

发明内容

本发明提供一种高Q值、电感值与工作频率范围可调谐的有源 电感。本发明有源电感中的负跨导放大器，在共源极-共栅极结构的 共栅极管上增加了多重电压调制电路，不但增大了负跨导放大器的输 出阻抗，而且减小了由于等效串联电阻造成的损耗，提高了有源电感 的Q值；进一步地，采用有源可调电阻作为反馈回路，能提高有源 电感的Q值；另外，通过采用前置的可变电容，实现对负载电容的 调节，增大了有源电感的电感值与Q值的可调范围；同时，通过调 节有源反馈电阻的阻值以及调节负跨导放大器多重电压调制电路的 控制电压，能够实现对有源电感的电感值和Q值的调节；通过调节 正、负跨导放大器的偏置电流，可以改变正负跨导放大器的静态工作 点，实现对工作频率范围的调节，从而使有源电感在不同工作频率范 围内具有宽电感值调节范围，同时也具有高Q值，可满足宽调节范 围、高性能RFICs设计对电感的需要。

本发明采用如下技术方案：

一种高Q值、电感值与工作频率范围可调谐的有源电感，如图1 所示，该有源电感包括可变电容、有源反馈电阻、正跨导放大器、负 跨导放大器、第一可调电流源、第二可调电流源、隔直电容。

所述负跨导放大器的输出端与正跨导放大器的输入端通过有源 反馈电阻连接；所述正跨导放大器的输出端与负跨导放大器的输入端 连接；正跨导放大器与负跨导放大器相互交叉连接构成回转器，回转 器将正跨导放大器包括可变电容在内的输入电容回转成等效电感。

所述的第一可调电流源与负跨导放大器连接，为负跨导放大器提 供偏置电流；第二可调电流源与正跨导放大器连接，为正跨导放大器 提供偏置电流。调节两个可调电流源，能够改变正负跨导放大器的偏 置电流的大小，从而调节正负跨导放大器的静态工作点，使得有源电 感的工作频率范围发生改变，进而实现对于有源电感工作频率范围的 调节。

所述隔直电容的第一端为有源电感的输入端，第二端连接正跨导 放大器的输出端和负跨导放大器的输入端。所述隔直电容能够滤除跨 导放大器中因直流偏置产生的信号干扰。

所述有源反馈电阻连接于正跨导放大器的输入端和负跨导放大 器的输出端之间。有源反馈电阻的加入，增大了有源电感的输出阻抗， 减小了实部损耗，从而增大了有源电感的Q值，同时，调节有源反 馈电阻的大小，也能够实现对电感值和Q值的调节。

所述可变电容由一个NMOS晶体管构成，可变电容的源极和漏 极相连；栅极为可变电容的一端，栅极分别连接于正跨导放大器的输 入端和负跨导放大器的输出端；衬底电极为可变电容的另一端，衬底 电极与地端连接。通过调节可变电容的源极和漏极的电压，栅极相对 于地端的电容大小将发生改变，以此实现对有源电感负载电容的调 节，从而实现对有源电感的电感值和Q值的调节。

所述正跨导放大器与负跨导放大器均由NMOS晶体管构成。正 跨导放大器采用单级放大器结构，是回转器的一个重要构成部分。对 负跨导放大器，是在共源极-共栅极结构的共栅极管上，加入多重电 压调制结构的复合结构，是回转器的另一个重要构成部分。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明有源电感中的负跨导放大器，在共源极-共栅极结构的共 栅极管上增加了多重电压调制电路，不但增大了负跨导放大器的输出 阻抗，而且减小了由于等效串联电阻造成的损耗，提高了有源电感的 Q值；进一步地，采用了有源可调电阻作为反馈回路，提高了有源电 感的Q值；另外，采用了前置的可变电容，实现了对负载电容的调 节，增大了有源电感的电感值与Q值的可调范围；同时，通过调节 有源反馈电阻的阻值以及调节负跨导放大器多重电压调制电路的控 制电压，可以实现对有源电感的电感值和Q值的调节；通过调节正 负跨导放大器的偏置电流，可以改变正负跨导放大器的静态工作点， 实现对工作频率范围的调节，从而使有源电感在不同工作频率范围内 具有宽电感值调节范围，同时具有高Q值，可满足宽调节范围、高 性能RFICs设计对电感的需要。

附图说明

图1是本发明有源电感的结构框图；

图2是本发明有源电感的实施例电路拓扑示意图；

图3是本发明有源电感实施例在不同组合偏置条件下电感值 与工作频率的关系图；

图4是本发明有源电感实施例在不同组合偏置条件下Q值与 工作频率的关系图；

图5是本发明有源电感的负跨导放大器的另一个实施例。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面 结合附图，对本发明作进一步详细说明。

图2是高Q值、电感值和工作频率范围可调谐的有源电感的 一个实施例。包括可变电容、有源反馈电阻、正跨导放大器、负跨 导放大器、第一可调电流源、第二可调电流源、隔直电容。

可变电容由第九MOS晶体管(M9)构成，其源极与漏极相连接， 栅极为电容的一端，衬底电极为电容的另一端，与地端连接，调节第 九MOS晶体管(M9)的源极和漏极的电压将改变第九MOS晶体管 (M9)的沟道厚度，使得沟道电容发生改变，从而改变了有源电感 的负载电容，为实现调节有源电感的电感值与Q值提供了第一个必 要条件。

有源反馈电阻由第七MOS晶体管(M7)与电阻(R1)并联构 成，连接在正负跨导放大器之间。第七MOS晶体管(M7)工作在线 性区，调节第七MOS晶体管(M7)的栅极电压能实现其电阻值的变 化。有源反馈电阻的加入，增大了有源电感的输出阻抗，改善了实部 损耗，提高了有源电感的Q值；通过调节有源反馈电阻的阻值能够 调节有源电感的输出阻抗，进而改变有源电感的电感值与Q值，为 实现调节有源电感的电感值与Q值提供了第二个必要条件。

负跨导放大器由第三MOS晶体管(M3)、第四MOS晶体管(M4)、 第五MOS晶体管及第六MOS晶体管(M6)构成。第三MOS晶体 管(M3)与第六MOS晶体管(M6)构成共源极-共栅极结构，第四 MOS晶体管(M4)与第五MOS晶体管构成多重电压调制电路，与 第三MOS晶体管(M3)、第六MOS晶体管(M6)构成的共源极- 共栅极结构一起构成了复合结构。可调制的负跨导放大器的采用，不 但增大了有源电感的输出阻抗，而且减小了由于等效串联电阻造成的 损耗，提高了有源电感的Q值；同时，由于多重电压调制结构的加 入，增强了有源电感的可调性，为实现调节有源电感的电感值与Q 值提供了第三个必要条件。

正跨导放大器由第八MOS晶体管(M8)构成，为单级共源极放 大器。正跨导放大器与负跨导放大器相互交叉连接构成了回转器结 构，将正跨导放大器的输入电容回转为等效电感。

第一可调电流源由第一MOS晶体管(M1)和第二MOS晶体管 (M2)构成，为负跨导放大器提供直流偏置。第二可调电流源由第 十MOS晶体管(M10)构成，为正跨导放大器提供直流偏置。调节 两个可调电流源，将改变正负跨导放大器的偏置电流的大小，从而调 节正负跨导放大器的静态工作点，使得有源电感的工作频率范围发生 变化，实现了对于有源电感工作频率范围的调节。

隔直电容由电容(C1)构成，用来滤除跨导放大器中因直流偏 置产生的信号干扰。

该实施例中电路的具体实施方式为：

第一MOS晶体管(M1)的漏极与VDD相连，源极与第四MOS 晶体管(M4)的漏极相连，栅极连接第一可调电压源V_tune1；第二 MOS晶体管(M2)的漏极与VDD相连，源极与第三MOS晶体管(M3) 的漏极相连，栅极连接第二可调电压源V_tune2。第四MOS晶体管(M4) 的源极与第五MOS晶体管(M5)的漏极相连，栅极连接第三可调电 压源V_tune3；第五MOS晶体管(M5)的源极连接地端，栅极连接第 六MOS晶体管(M6)的漏极，第三MOS(M3)晶体管的栅极与第 四MOS(M4)晶体管的漏极相连，源极与第五MOS(M5)晶体管 的栅极和第六MOS晶体管(M6)的漏极相连，第六MOS晶体管(M6) 的栅极连接第八MOS晶体管(M8)的源极和第十MOS晶体管(M10) 的漏极，漏极连接地端。第九MOS晶体管(M9)的栅极与第三MOS 晶体管(M3)的漏极相连，第九MOS晶体管(M9)的源极和漏极 相连并连接可调电压源V_tune5。第七MOS晶体管(M7)的源极和漏 极分别连接第一电阻(R1)的第一端和第二端，栅极连接第四可调 电压源V_tune4。第八MOS晶体管(M8)的漏极连接VDD，源极与第 十MOS晶体管(M10)的漏极和第六MOS晶体管(M6)的栅极相 连，栅极与有源反馈电阻相连。第一电容(C1)的第一端为RF输入 端，第二端连接第八MOS晶体管(M8)的源极、第六MOS晶体管 (M6)的栅极以及第十MOS晶体管的漏极。第十MOS晶体管(M10) 的源极连接地端，栅极连接第六可调电压源V_tune6。

所述第一MOS晶体管(M1)与第二MOS晶体管(M2)为PMOS 管；所述第三MOS晶体管(M3)、第四MOS晶体管(M4)、第五 MOS晶体管(M5)、第六MOS晶体管(M6)、第七MOS晶体管(M7)、 第八MOS晶体管(M8)、第九MOS晶体管(M9)、第十MOS晶体 管(M10)为NMOS管。

图3和图4分别是本发明有源电感，在不同组合偏置条件 (Vbias1，Vbias2，Vbias3)下，电感值和Q值与工作频率的关系图。 其中，组合偏置条件Vbias1为：V_tune1＝1.05V、V_tune2＝1.65V、 V_tune3＝1.64V、V_tune4＝2.44V、V_tune5＝2.7V、V_tune6＝1.15V；组合偏置条 件Vbias2为：V_tune1＝1.65V、V_tune2＝1.49V、V_tune3＝0.57V、V_tune4＝2.48V、 V_tune5＝1.8V、V_tune6＝0.79V；组合偏置条件Vbias3为：V_tune1＝1.52V、 V_tune2＝1.62V、V_tune3＝1.08V、V_tune4＝2.47V、V_tune5＝1.75V、V_tune6＝0.78V， 电源电压VDD为3V且保持不变。从图中可以看出，在组合偏置条 件Vbias1下，本发明有源电感在0.1GHz-6.2GHz频带内呈感性，电 感值在0.1GHz-5.1GHz频带内变化范围为10.7nH-30.6nH，同时，在 2GHz-3.3GHz频带内Q值均大于20，最大为2707，且在该频段内， 电感值的变化范围为13.9nH-21.7nH。在组合偏置条件Vbias2下，本 发明有源电感在0.1GHz-8.3GHz频带内呈感性，电感值在 0.1GHz-7.4GHz频带内变化范围为7.2nH-22.4nH，同时，在 3GHz-4.7GHz频带内Q值均大于20，最大为4139，且在该频段内， 电感值的变化范围为9.9nH-15.7nH。在组合偏置条件Vbias3下，本 发明有源电感在0.1GHz-11.6GHz频带内呈感性，电感值在 0.1GHz-11.3GHz频带内变化范围为4.8nH-19.1nH，同时，在 4.7GHz-8GHz频带内Q值均大于20，最大为4614，且在该频段内， 电感值的变化范围为6.2nH-11.1nH。总之，本发明有源电感呈感性的 最大、最小工作频率范围分别为0.1-11.6GHz和0.1-6.2GHz；其中， 在0.1-11.3GHz频率范围内，电感值能在4.8nH到30.6nH之间进行调 节；在2GHz-8GHz频率范围之间，Q值可进行调节，且均可大于20， 最大值高达4614。以上结果显示了该有源电感的工作频率、电感值 和Q值均可在不同外部电压偏置或组合偏置下进行调节，获得不同 的电感值和Q值，且具有高的Q值和宽的电感值调谐范围，同时电 感也能工作在不同的频率范围内。

本发明提供的所述负跨导放大器的另一个实施例电路图如图5 所示。第一MOS晶体管(M1)与第三MOS晶体管(M3)相连构成 共源极-共栅极结构，第二MOS晶体管(M2)作为电压调制管，第 二MOS晶体管(M2)的漏极与第一MOS晶体管(M1)的栅极相连， 栅极与第一MOS晶体管(M1)的源极和第三MOS晶体管(M3)的 漏极相连，源极连接地端，构成了电压调制结构。第一MOS晶体管 (M1)与第二MOS晶体管(M2)的漏极连接第一可调电流源，第 一MOS晶体管(M1)的漏极连接有源反馈电阻，第三MOS晶体管 (M3)的栅极连接正跨导放大器的输入端。本实施例中所述第一 MOS晶体管(M1)、第二MOS晶体管(M2)、第三MOS晶体管(M3) 均为NMOS管。

图2与图5所示的实施例相比较，图2所示的实施例中负跨导放 大器由于采用了多重电压调制结构，因而具有更大的跨导值、更大的 输出阻抗以及更小的等效串联电阻，使有源电感具有更高的电感值与 Q值；同时，由于负跨导放大器的跨导值与共栅极连接的电压调制管 的栅极电压直接相关，因此增大了有源电感的可调性。图5所示的负 跨导放大器实施例可以提供较大的等效电感值，但会使得Q值下降， 并且其可调性有所下降。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现 或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来 说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的 精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被 限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新 颖特点相一致的最宽的范围。