基于电网阻抗自适应的LC型并网逆变器双模式控制方法

摘要

本发明公开了一种基于电网阻抗自适应的LC型并网逆变器双模式控制方法。本发明首先确定了逆变器电流源与电压源并网模式相互切换的电网阻抗边界值，在低于切换边界值时逆变器采用电流源并网模式控制方法，在高于切换边界值时逆变器采用电压源并网模式控制方法；并且为提高切换时的稳定性，采用基于阻抗滞环的切换方式。本发明解决了在不同电网阻抗条件下，逆变器采用单一的电流源或电压源并网模式时，逆变器只能在相对较小的电网阻抗变化范围内稳定运行的缺点，通过电流源与电压源并网模式之间的相互切换实现了逆变器在相对较大的电网阻抗变化范围内的稳定运行。

说明书

技术领域

本发明涉及并网逆变器系统的控制方法，尤其是涉及一种基于电网阻抗自适 应的LC型并网逆变器双模式控制方法。

背景技术

由于线路阻抗、并网机组数量、负载以及并网逆变器系统运行方式等因素的 变化，电网存在一定大小并且变化的阻抗。过大的电网阻抗会造成并网逆变器控 制系统的带宽下降，并导致并网逆变器系统稳定性降低。因此，在电网阻抗变化 条件下，传统逆变器电流源控制的并网模式受到严重挑战。

针对存在阻抗的电网，即弱电网情况下的并网逆变器控制方法，有文献提出 根据电网阻抗的大小自适应调整控制环路参数、增加虚拟阻抗等方法，来保证逆 变器有足够的控制带宽和稳定裕度。例如：

1)杨东升、阮新波和吴恒发表于2014年5月25日《中国电机工程学报》 第34卷第15期上的《提高LCL型并网逆变器对弱电网适应能力的虚拟阻抗方 法》，通过增加逆变器虚拟阻抗的方法来提升并网逆变器对弱电网的适应能力；

2)许津铭、谢少军和唐婷发表于2014年8月25日《中国电机工程学报》 第34卷第24期上的《弱电网下LCL滤波并网逆变器自适应电流控制》，该文针 对弱电网下电网电压比例前馈会大幅降低LCL型并网逆变器的稳定裕度，甚至不 稳定的问题，提出了基于电网阻抗检测调整前馈补偿的电压，并修改调节器的参 数来提高逆变器控制的电网适应性的方法；

3)吴恒、阮新波和杨东升发表于2014年10月25日《中国电机工程学报》 第34卷第30期上的《弱电网条件下锁相环对LCL型并网逆变器稳定性的影响研 究及锁相环参数设计》，该文根据相角裕度要求对锁相环的参数进行设计，改变 了锁相环的带宽，增强了逆变器在电流源模式下对不同电网阻抗的适应性；

4)中国专利文献CN103545838A于2014年1月29日公开了《一种适用于 弱电网接入条件下的并网逆变器混合阻尼自适应控制方法》。该发明通过实时测 量电网阻抗，自动选取优化控制回路参数和有源阻尼系数，保证逆变器在弱电网 情况下仍有足够的控制带宽与相角裕度。

但是，这类方法存在这样的不足：针对弱电网情况，这类方法所采用的逆变 器控制均为电流源并网模式，并未考虑当电网阻抗相当大，即电网相当弱的时候， 逆变器如果采用电流源并网模式会造成并网逆变器系统的稳定裕度和控制带宽 显著降低，此时逆变器就无法正常稳定运行。

为此，题为“ControlofVariablePitch,VariableSpeedWindTurbine inWeakGridSystems”,XiboYuan,JianyunChai,YongdongLi,2010IEEE EnergyConversionCongressandExposition(ECCE),pp.3778-3785,12-16 Sept.2010.(“风机在弱电网系统下的变桨、变速控制”，2010年9月12日-16 日召开的IEEE能源转换会议和博览会收录，第3778-3785页)的文章中提出在 弱电网条件下，逆变器可以直接采用基于下垂控制的电压源并网控制模式，以实 现逆变器并网的稳定控制。这篇文章考虑了直接在弱电网情况下采用输出阻抗更 低的电压源模式下，可以使逆变器更好地适应电网阻抗较大的弱电网，但是，逆 变器采用单一的电压源模式仍有一些不足：考虑到弱电网情况下的电网阻抗是变 化的，尤其是电网由弱变强时，即电网阻抗由较高的值变化到相对较小的值时， 逆变器如果仍采用基于下垂控制的电压源并网模式，其输出功率就会随电网频率 的变化而波动，甚至可能发生振荡。

综上所述，当电网阻抗较小时，逆变器可采用传统的电流源并网模式，而当 电网由强变弱，即电网阻抗较大时，逆变器可由电流源模式切换到电压源模式， 并且，当电网由弱变强，即电网阻抗较小时，逆变器可由电压源模式切换到电流 源模式，使得逆变器可以在更宽的电网阻抗变化范围内稳定运行。并且，在逆变 器不进行模式切换时，即逆变器运行在单一的电压源或者电流源模式时，根据电 网阻抗自适应调整前馈补偿的电压或逆变器的控制器参数，进一步提高逆变器的 电网阻抗适应性。

目前，针对逆变器电压源和电流源模式相互切换的技术，既有学术论文对此 做了深入的理论分析，也有实际应用的工程方法，例如：

1)梁建钢、金新民、吴学智和童亦斌发表于2014年4月《电网技术》第 38卷第4期上的《微电网逆变器VCS模式与CCS模式的切换技术》一文。该文 针对微电网中的储能装置等分布式电源，分析逆变器在并网状态时的电流源模式 和孤岛状态时的下垂控制电压源模式之间的相互切换技术，提出了不同模式之间 闭环跟踪互相切换的思想。但是，该文考虑的是逆变器由于并网与孤岛两种情况 所引起的逆变器电流源与电压源模式的相互切换，并未考虑逆变器在并网情况下 由于电网阻抗变化所引起的电流源与电压源模式之间相互切换的问题。

2)中国专利文献CN103928946B于2015年10月21日授权公告的《一种 三相双模式逆变器的平滑切换控制方法》，是通过自然衰减的软启动虚拟阻抗来 实现离网模式平滑切换到并网模式，并采用单环电流反馈控制快速衰减逆变器入 网电流，实现并网模式向离网模式的切换，解决了并网时电流冲击大和离网时直 流侧电压波动的问题。但是，该文考虑的是逆变器由于并网与离网两种情况所引 起的电流源与电压源模式相互切换的问题，但并未涉及逆变器在并网情况下由于 电网阻抗变化所引起的电流源与电压源模式之间相互切换的问题。

3)中国专利文献CN104485689A于2015年4月1日公开的《基于自适应 模式切换的下垂控制方法》是根据电网频率是否发生剧烈波动来判断微网储能逆 变器的模式，当电网频率发生大幅波动时使逆变器运行在电流源模式，防止储能 电池过冲或过放来延长储能电池寿命，而频率正常时则采用基于下垂控制的电压 源模式，实现并联微网逆变器的均流。该文根据电网频率是否剧烈波动作为电流 源与电压源模式之间的切换依据，但是并未考虑逆变器在并网情况下由于电网阻 抗变化所引起的电流源与电压源模式之间相互切换的问题。

综上所述，现有技术存在以下问题：

(1)针对弱电网情况，现有文献所采用的方法有两种：一种是逆变器采用 电流源模式并网，根据电网阻抗的大小自适应调整控制环路参数、增加虚拟阻抗 等方法，来保证弱电网下的逆变器仍有足够的控制带宽和稳定裕度；另一种是逆 变器采用基于下垂控制的电压源模式并网，可以使逆变器在电网相当弱的情况下 仍有足够的控制带宽和稳定裕度。但是，这两种方法均只适用于电网阻抗变化范 围较小的情况；

(2)现有的技术均未涉及逆变器在并网情况下根据电网阻抗的大小进行电 流源与电压源模式之间的相互切换，来使得逆变器可以在更宽的电网阻抗变化范 围内稳定并网运行的问题；

(3)针对逆变器电流源与电压源模式之间的相互切换，现有文献包括根据 并网与孤岛两种情况作为电流源与电压源模式之间的切换依据，也有根据电网频 率是否剧烈波动作为电流源与电压源模式之间的切换依据，但是均未涉及逆变器 在并网情况下由于电网阻抗变化所引起的电流源与电压源模式之间相互切换的 问题；

(4)现有的逆变器电流源与电压源模式之间的切换文献均未涉及采用基于 阻抗滞环的切换方式来提高切换的稳定性。

发明内容

本发明要解决的技术问题为克服上述各种技术方案的局限性，针对逆变器在 不同电网阻抗情况下并网运行时，单一的电流源或电压源模式只能在较小的电网 阻抗变化范围内稳定运行的问题，提供一种通过采用电流源与电压源模式相互切 换，来使得逆变器可以在更宽的电网阻抗变化范围内稳定运行的基于电网阻抗自 适应的LC型并网逆变器双模式控制方法。为保证切换时的稳定，模式之间的切 换采用基于阻抗滞环的切换方式，并且在逆变器不进行模式切换时，即逆变器运 行在单一的电压源或者电流源模式时，根据电网阻抗自适应调整前馈补偿的电压 或逆变器的控制器参数，进一步提高逆变器的电网阻抗适应性。

本发明的目的是这样实现的。本发明提供了一种基于电网阻抗自适应的LC 型并网逆变器双模式控制方法，本控制方法涉及的LC型并网逆变器的拓扑结构 包括直流侧滤波电容C_dc、单相全桥逆变电路、LC滤波器，直流侧滤波电容C_dc的 两端分别与单相全桥逆变电路的两个输入端相连，单相全桥逆变电路的输出端与 LC滤波器的输入端对应相连，LC滤波器的输出端通过公共耦合点PCC与带有电 网阻抗Z_g的单相电网相连。

本控制方法的主要步骤如下：

步骤1，初始模式和切换边界值的设置；

设置逆变器运行的初始模式为电流源模式；

设置并网逆变器电流源模式向电压源模式切换的电网阻抗边界值为Z_gmax， 电压源模式向电流源模式切换的电网阻抗边界值为Z_gmin，其表达式分别为：

Z_gmax＝Z_g0+δ·Z_g0

Z_gmin＝Z_g0-δ·Z_g0

其中，Z_g0为逆变器在电流源模式下保持稳定运行并具有30°相位裕度的最 大电网阻抗；δ为滞环系数，其数值控制在1％≤δ≤5％；

步骤2，逆变器运行在电流源模式后，启动电网阻抗辨识算法，得到电网阻 抗Z_g；

步骤3，判断条件Z_g＜Z_gmax是否满足；若是，则返回步骤2，否则转入步骤 4；

步骤4，逆变器由电流源模式向电压源模式切换；

步骤5，通过步骤4切换的逆变器运行在电压源模式后，启动电网阻抗辨识 算法，得到电网阻抗Z_g；

步骤6，判断条件Z_g＞Z_gmin是否满足，若是，则返回步骤5，否则转入步骤 7；

步骤7，逆变器由电压源模式向电流源模式切换；

步骤8，通过步骤7切换的逆变器运行在电流源模式后，返回步骤2继续运 行。

优选的，所述逆变器由电流源模式向电压源模式切换的主要步骤如下：

步骤41，先采集桥臂侧电感电流i_L以及滤波电容电压u_C，将滤波电容电压u_C经过基于二阶广义积分器的软件锁相环SOGI-SPLL锁相得到并网点电压相角θ和 并网点电压幅值U_s；再利用二阶广义积分器SOGI分别将桥臂侧电感电流i_L和滤 波电容电压u_C转化为两相静止垂直坐标系αβ下的分量i_Lα2,i_Lβ2和u_Cα,u_Cβ；最后经 过αβ/dq坐标变换将两相静止垂直坐标系αβ下的分量i_Lα2,i_Lβ2和u_Cα,u_Cβ变换到两 相同步旋转坐标系dq下，得到桥臂侧电感电流dq分量i_Ld2,i_Lq2和滤波电容电压 dq分量u_Cd,u_Cq；

步骤42，根据步骤41得到的桥臂侧电感电流dq分量i_Ld2,i_Lq2和滤波电容电 压dq分量u_Cd,u_Cq，经过有功功率计算方程和无功功率计算方程分别得到平均有 功功率和平均无功功率有功功率计算方程和无功功率计算方程式分别为

$\bar{P}=\frac{1.5}{\tau s+1}(u_{Cd}{i}_{Ld2}+u_{Cq}{i}_{Lq2})$

$\bar{Q}=\frac{1.5}{\tau s+1}(u_{Cq}{i}_{Ld2}-u_{Cd}{i}_{Lq2})$

式中的τ为一阶低通滤波器时间常数，s为拉普拉斯算子；

步骤43，根据步骤42得到的逆变器输出平均有功功率经有功功率-频 率下垂控制方程得到逆变器的输出角频率ω，输出角频率ω经过积分得到逆变器 的输出相角θ₀；其中有功功率-频率下垂控制方程为

$\omega ={\omega }^{*}+m(P^{*}-\bar{P})$

式中的ω^*为逆变器在给定有功功率指令P^*时所对应的额定角频率，m为有 功下垂系数；

步骤44，根据步骤41得到的并网点电压相角θ，以及步骤43得到的逆变器 的输出相角θ₀，由相位同步算法方程获得相位同步信号Δω，并将相位同步信号 Δω叠加到逆变器的输出角频率ω上；相位同步算法方程为

$\Delta \omega =\frac{K_{\omega }}{s}(\theta -{\theta }_0)$

式中的K_ω为相位同步算法方程的相位积分系数，s为拉普拉斯算子；

步骤45，根据步骤42得到的逆变器输出平均无功功率经无功功率-幅值 下垂控制方程得到逆变器的滤波电容电压dq分量基准值无功功率-幅值 下垂控制方程为

$u_{Cd}^{*}=u^{*}+n(Q^{*}-\bar{Q})$

$u_{Cq}^{*}=0$

式中的u^*为逆变器在给定无功功率指令Q^*时所对应的额定输出电压，n为无 功下垂系数；

步骤46，根据步骤41得到的并网点电压幅值U_s，以及步骤45得到的逆变 器的滤波电容电压dq分量基准值由幅值同步算法方程获得幅值同步信号 ΔU，并将幅值同步信号ΔU叠加到滤波电容电压dq分量基准值上；幅值同步 算法方程为

$\Delta U=\frac{K_U}{s}(U_s-u_{Cd}^{*})$

式中的K_U为幅值同步算法方程的幅值积分系数，s为拉普拉斯算子；

步骤47，先根据步骤44完成并网点电压相角θ与逆变器的输出相角θ₀的相 位同步，再根据步骤46完成并网点电压幅值U_s与滤波电容电压dq分量基准值的幅值同步，完成电流源模式向电压源模式的软切换。

优选的，所述逆变器由电压源模式向电流源模式切换的主要步骤如下；

步骤71，采集直流侧滤波电容C_dc上的电压V_dc；

步骤72，根据步骤71得到的直流侧滤波电容C_dc上的电压V_dc，经直流电压 控制方程得到电感电流指令信号直流电压控制方程式为

$i_{Ld1}^{*}=(K_{p1}+K_{i1}/s)·(V_{dc}^{*}-V_{dc})$

$i_{Lq1}^{*}=0$

式中的K_p1为比例控制系数，K_i1为积分控制系数，为逆变器给定的直流 侧滤波电容电压指令，s为拉普拉斯算子；

步骤73，将步骤72得到的电感电流指令信号作为执行控制变量；

步骤74，先采集滤波电容电压u_C，再利用二阶广义积分器SOGI将滤波电容 电压u_C转化为两相静止垂直坐标系αβ下的分量u_Cα,u_Cβ，最后经过αβ/dq坐标变 换将两相静止垂直坐标系αβ下的分量u_Cα,u_Cβ变换到两相同步旋转坐标系dq下 求得滤波电容电压dq分量u_Cd和u_Cq；

步骤75，先根据步骤74得到的滤波电容电压dq分量u_Cd和u_Cq，再设置滤波 电容电压dq分量基准值和滤波电容电压dq分量u_Cd相等，设置滤波电容电压 dq分量基准值和滤波电容电压dq分量u_Cq相等，得到滤波电容电压控制方程 的dq分量输出值和并将和作为映射控制变量，即：

${\bar{U}}_{Cd}=(K_{p2}+K_{i2}/s)·(u_{Cd}^{*}-u_{Cd})$

${\bar{U}}_{Cq}=(K_{p2}+K_{i2}/s)·(u_{Cq}^{*}-u_{Cq})$

式中的K_p2为比例控制系数，K_i2为积分控制系数，s为拉普拉斯算子，并且 $u_{Cd}^{*}=u_{Cd},u_{Cq}^{*}=u_{Cq};$

步骤76，先根据步骤73得到的执行控制变量和以及步骤75得到的 映射控制变量和再经数值缓起控制方程完成映射控制变量至执行控 制变量的过渡，至执行控制变量的过渡；数值缓起控制方程为

$I_{Ld1}^{*}={\bar{U}}_{Cd}+{\int }_0^T{\mathrm{\Delta U}}_{Cd}dt$

$I_{Lq1}^{*}={\bar{U}}_{Cq}+{\int }_0^T{\mathrm{\Delta U}}_{Cq}dt$

式中的T为映射控制变量和分别至执行控制变量和的缓起时 间，ΔU_Cd和ΔU_Cq分别为数值缓起控制给定的步长值，且当映射控制变量和在数值上分别等于执行控制变量 和时，数值缓起结束，完成电压源模式向电流源模式的软切换。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：

1、本发明解决了在不同电网阻抗条件下，逆变器采用单一的电流源或电压 源并网模式时，逆变器只能在相对较小的电网阻抗变化范围内稳定运行的缺点， 通过根据电网阻抗变化情况作为电流源与电压源并网模式之间的相互切换依据， 实现了逆变器在相对较大的电网阻抗变化范围内的稳定运行；

2、逆变器电流源与电压源并网模式之间的切换采用基于阻抗滞环的切换方 式，提高了电流源与电压源并网模式之间切换时的稳定性；

3、在逆变器不进行电流源与电压源并网模式切换时，即逆变器运行在单一 的电压源或者电流源模式时，可以根据电网阻抗自适应调整前馈补偿的电压或逆 变器的控制器参数，进一步提高逆变器的电网阻抗适应性。

附图说明

图1为本发明所采用的单相LC型并网逆变器与弱电网相连时的拓扑结构示 意图。

图2为本发明基于非特征谐波注入的电网阻抗测量方法框图。

图3为本发明LC型并网逆变器运行在电流源模式下的控制结构示意图。

图4为本发明LC型并网逆变器运行在电压源模式下的控制结构示意图。

图5为运行在电流源模式下的逆变器与弱电网相连的阻抗小信号模型结构 示意图。

图6为本发明电流源模式与电压源模式之间基于阻抗滞环的切换方式示意 图。

图7为本发明的总体流程图。

具体实施方式

本发明的实施例提供了一种基于电网阻抗自适应的LC型并网逆变器双模式 控制方法，以解决现有技术存在的逆变器在不同电网阻抗情况下并网运行时，单 一的电流源或电压源模式只能在较小的电网阻抗变化范围内稳定运行的问题，通 过并网模式之间的相互切换扩大了逆变器在不同电网阻抗条件下的稳定运行范 围。

下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整的描述。显然所描述的 实施例仅是本发明实施例的一部分，基于本发明的实施例，本领域的技术人员在 没有做出创造性劳动的前提下获得的其它实施例，都属于本专利的保护范围。

一、本发明所采用的拓扑结构如图1所示。该拓扑结构包括包括直流侧滤波 电容C_dc、单相全桥逆变电路、LC滤波器，直流侧滤波电容C_dc的两端分别与单相 全桥逆变电路的两个输入端相连，单相全桥逆变电路的输出端与LC滤波器的输 入端对应相连，LC滤波器的输出端通过公共耦合点PCC与带有电网阻抗Z_g的单 相电网相连。

二、图7为本发明的总体流程图。由该图可见，本发明以下几个步骤所构成：

步骤1，初始模式和切换边界值的设置；

设置逆变器运行的初始模式为电流源模式；

设置并网逆变器电流源模式向电压源模式切换的电网阻抗边界值为Z_gmax， 电压源模式向电流源模式切换的电网阻抗边界值为Z_gmin，其表达式分别为：

Z_gmax＝Z_g0+δ·Z_g0

Z_gmin＝Z_g0-δ·Z_g0

其中，Z_g0为逆变器在电流源模式下保持稳定运行并具有30°相位裕度的最 大电网阻抗；δ为滞环系数，其数值控制在1％≤δ≤5％；

步骤2，逆变器运行在电流源模式后，启动电网阻抗辨识算法，得到电网阻 抗Z_g；

步骤3，判断条件Z_g＜Z_gmax是否满足；若是，则返回步骤2，否则转入步骤 4；

步骤4，逆变器由电流源模式向电压源模式切换；

步骤5，通过步骤4切换的逆变器运行在电压源模式后，启动电网阻抗辨识 算法，得到电网阻抗Z_g；

步骤6，判断条件Z_g＞Z_gmin是否满足，若是，则返回步骤5，否则转入步骤 7；

步骤7，逆变器由电压源模式向电流源模式切换；

步骤8，通过步骤7切换的逆变器运行在电流源模式后，返回步骤2继续运 行。

三、图2为本发明基于非特征谐波注入的电网阻抗测量方法框图。根据图2， 二中步骤2和步骤5种所述电网阻抗辨识算法的主要步骤如下：

步骤21，在公共耦合点PCC处注入频率75Hz的非特征次谐波电流；

步骤22，采集公共耦合点PCC处的滤波电容电压u_C和电网电流i_g；

步骤23，通过快速傅里叶算法FFT分别对滤波电容电压u_C和电网电流i_g进 行分析，分别获得在75Hz频率处电压分量的幅值|U_{PCC_75Hz}|、75Hz频率处电压分 量的相位∠U_{PCC_75Hz}、75Hz频率处的电流分量的幅值|I_{PCC_75Hz}|、75Hz频率处的电 流分量的相位∠I_{PCC_75Hz}；根据下式得到在75Hz频率处电网阻抗的幅值|Z_g|和75Hz 频率处电网阻抗的相位∠Z_g：

$\left|Z_g\right|=\frac{\left|U_{PCC\_75Hz}\right|}{\left|I_{PCC\_75Hz}\right|};$

∠Z_g＝∠U_{PCC_75Hz}-∠I_{PCC_75Hz}；

步骤24，根据步骤23得到的在75Hz频率处电网阻抗的幅值|Z_g|和75Hz频 率处电网阻抗的相位∠Z_g，按照下式计算得到电网阻抗的阻性分量r_g和感性分量 L_g：

r_g＝|Z_g|·cos∠Z_g；

$L_g=\frac{\left|Z_g\right|·sin\angle Z_g}{2\pi ·75};$

可由下式得到电网阻抗Z_g：

Z_g＝r_g+sL_g；

式中的s为拉普拉斯算子。

四、图3为本发明LC型并网逆变器运行在电流源模式下的控制结构示意图。 根据图3，可得到逆变器运行在电流源模式的控制方法主要步骤如下：

步骤1，采集直流侧滤波电容C_dc上的电压V_dc、电网电流i_g、桥臂侧电感电 流i_L以及滤波电容电压u_C，将滤波电容电压u_C经过基于二阶广义积分器的软件 锁相环SOGI-SPLL锁相得到并网点电压相角θ；利用二阶广义积分器SOGI将桥 臂侧电感电流i_L转化为两相静止垂直坐标系αβ下的分量i_Lα1和i_Lβ1，再经过αβ/dq 坐标变换将两相静止垂直坐标系αβ下的分量i_Lα和i_Lβ变换到两相同步旋转坐标 系dq下的分量i_Ld1和i_Lq1；

步骤2，先根据步骤1得到的直流侧滤波电容C_dc上的电压V_dc，经直流电压 控制方程得到电感电流指令信号直流电压控制方程式为

$i_{Ld1}^{*}=(K_{p1}+K_{i1}/s)·(V_{dc}^{*}-V_{dc})$

$i_{Lq1}^{*}=0$

式中的K_p1为比例控制系数，K_i1为积分控制系数，为逆变器给定的直流 侧滤波电容电压指令，s为拉普拉斯算子；

步骤3，先根据步骤1得到的桥臂侧电感电流的dq分量i_Ld1和i_Lq1，以及步骤 2得到的电感电流指令信号和通过电感电流内环控制方程得到控制信号 U_d1和U_q1；电感电流内环控制方程为

$U_{d1}=(K_p+K_i/s)·(i_{Ld1}^{*}-i_{Ld1})$

$U_{q1}=(K_p+K_i/s)·(i_{Lq1}^{*}-i_{Lq1})$

式中的K_p为比例控制系数，K_i为积分控制系数，s为拉普拉斯算子；

步骤4，先根据步骤1得到的电网电流i_g和滤波电容电压u_C，以及由电网阻 抗辨识算法得到的电网阻抗Z_g，按照下式得到电网电压前馈U_f：

U_f＝u_C-i_g·Z_g；

根据电网阻抗自适应调整前馈补偿的电压，提高逆变器在电流源模式下的稳 定裕度，增强了逆变器针对不同电网阻抗的适应性。

步骤5，先根据步骤3得到的控制信号U_d1和U_q1，再经过dq/αβ坐标将控制 信号U_d1和U_q1变换到两相静止坐标系αβ下的控制量U_α1和U_β1；取两相静止坐标 系αβ下的控制量U_α1与步骤4得到的电网电压前馈U_f相加，得到单相全桥逆变 器桥臂电压控制信号，再经过SPWM调制生成逆变器功率器件的开关信号，经过 驱动保护电路控制单相全桥逆变器的功率器件的开通和关断。

五、图4为本发明LC型并网逆变器运行在电压源模式下的控制结构示意图。 图4中，逆变器运行在电压源模式时断开开关S₁和S₂，并且电压源模式下的逆变 器控制方法的主要步骤如下：

步骤1，先采集桥臂侧电感电流i_L、电网电流i_g和滤波电容电压u_C，将滤波 电容电压u_C经过基于二阶广义积分器的软件锁相环SOGI-SPLL锁相得到并网点 电压相角θ和并网点电压幅值U_s；再利用二阶广义积分器SOGI分别将桥臂侧电 感电流i_L和滤波电容电压u_C转化为两相静止垂直坐标系αβ下的分量i_Lα2,i_Lβ2和 u_Cα,u_Cβ；最后经过αβ/dq坐标变换将两相静止垂直坐标系αβ下的分量i_Lα,i_Lβ和 u_Cα,u_Cβ变换到两相同步旋转坐标系dq下的分量i_Ld2,i_Lq2和u_Cd,u_Cq；

步骤2，先根据步骤1得到的桥臂侧电感电流dq分量i_Ld2,i_Lq2和滤波电容电 压dq分量u_Cd,u_Cq，再经过有功功率计算方程和无功功率计算方程分别得到平均 有功功率和平均无功功率有功功率计算方程和无功功率计算方程式分别为

$\bar{P}=\frac{1.5}{\tau s+1}(u_{Cd}{i}_{Ld2}+u_{Cq}{i}_{Lq2})$

$\bar{Q}=\frac{1.5}{\tau s+1}(u_{Cq}{i}_{Ld2}-u_{Cd}{i}_{Lq2})$

式中的τ为一阶低通滤波器时间常数，s为拉普拉斯算子；

步骤3，根据步骤2得到的逆变器输出平均有功功率经有功功率-频率 下垂控制方程得到逆变器的输出角频率ω，输出角频率ω经过积分得到逆变器的 输出相角θ₀；其中有功功率-频率下垂控制方程为

$\omega ={\omega }^{*}+m(P^{*}-\bar{P})$

式中的ω^*为逆变器在给定有功功率指令P^*时所对应的额定角频率，m为有 功下垂系数；

步骤4，根据步骤2得到的逆变器输出平均无功功率经无功功率-幅值下 垂控制方程得到逆变器的滤波电容电压dq分量基准值无功功率-幅值下 垂控制方程为

$u_{Cd}^{*}=u^{*}+n(Q^{*}-\bar{Q})$

$u_{Cq}^{*}=0$

式中的u^*为逆变器在给定无功功率指令Q^*时所对应的额定输出电压，n为无 功下垂系数；

步骤5，先根据步骤1得到的滤波电容电压dq分量u_Cd和u_Cq，以及步骤4 得到的滤波电容电压dq分量基准值和再通过滤波电容电压控制方程得 到电感电流指令信号滤波电容电压控制方程式为

$i_{Ld2}^{*}=(K_{p2}+K_{i2}/s)·(u_{Cd}^{*}-u_{Cd})$

$i_{Lq2}^{*}=(K_{p2}+K_{i2}/s)·(u_{Cq}^{*}-u_{Cq})$

式中的K_p2为比例控制系数，K_i2为积分控制系数，s为拉普拉斯算子；

步骤6，先根据步骤1得到的桥臂侧电感电流的dq分量i_Ld2和i_Lq2，以及步骤 5得到的电感电流指令信号和通过电感电流内环控制方程得到控制信号 U_d2和U_q2；电感电流内环控制方程为

$U_{d2}=(K_p+K_i/s)·(i_{Ld2}^{*}-i_{Ld2})$

$U_{q2}=(K_p+K_i/s)·(i_{Lq2}^{*}-i_{Lq2})$

式中的K_p为比例控制系数，K_i为积分控制系数，s为拉普拉斯算子；

步骤7先根据步骤1得到的电网电流i_g和滤波电容电压u_C，以及由电网阻抗 辨识算法得到的电网阻抗Z_g，按照下式得到电网电压前馈U_f：

U_f＝u_C-i_g·Z_g；

根据电网阻抗自适应调整前馈补偿的电压，提高逆变器在电流源模式下的稳 定裕度，增强了逆变器针对不同电网阻抗的适应性。

步骤8，先根据步骤6得到的控制信号U_d2和U_q2，再经过dq/αβ坐标将控制 信号U_d2和U_q2变换到两相静止坐标系αβ下的控制量U_α2和U_β2；取两相静止坐标 系αβ下的控制量U_α2与步骤7得到的电网电压前馈U_f相加，得到单相全桥逆变 器桥臂电压控制信号，再经过SPWM调制生成逆变器功率器件的开关信号，经过 驱动保护电路控制单相全桥逆变器的功率器件的开通和关断。

六、图5为运行在电流源模式下的逆变器与弱电网相连的阻抗小信号模型结 构示意图。根据图5，通过诺顿电路模型将电流源模式下的并网逆变器等效为一 个理想电流源I_inverter与一个输出阻抗Z_o并联，并与带有可变阻抗的Z_{g_variable}弱电网 相连；由此，可得

$i_g=[I_{inverter}-\frac{e_g}{Z_o}]·\frac{1}{1+Z_{g\_\mathrm{var}iable}/Z_o}$

式中的Z_o为电流源模式下逆变器的输出阻抗，Z_{g_variable}为可变电网阻抗，e_g为 电网电压，i_g为电网电流，I_inverter为等效理想电流源；

根据上式，并网逆变器系统的能够稳定运行需要满足以下几个条件：当逆变 器离网时，电网电压e_g稳定；当可变电网阻抗Z_{g_variable}为0时，逆变器等效理想 电流源I_inverter稳定，这个可以通过合理地设计闭环参数来实现。因此，并网逆变 器系统稳定性取决于可变电网阻抗Z_{g_variable}和电流源模式下逆变器的输出阻抗Z_o的比值Z_{g_variable}/Z_o是否满足奈奎斯特判据；

根据Z_{g_variable}/Z_o是否满足奈奎斯特判据，可获得逆变器在电流源模式下能够 稳定运行并具有30°相位裕度的最大电网阻抗Z_g0，其主要步骤如下：

步骤1，逐渐增大可变电网阻抗Z_{g_variable}的值，绘制不同可变电网阻抗Z_{g_variable}下的Z_{g_variable}/Z_o的奈奎斯特曲线；

步骤2，获得满足下面两个条件的Z_{g_variable}/Z_o的奈奎斯特曲线：

条件一：不包围(-1，j0)点；

条件二：与以(-1，j0)为圆心，0.5为半径的圆相切；

此时，这个奈奎斯特曲线表示逆变器在电流源模式下能够稳定运行并具有 30°相位裕度，此曲线对应的可变电网阻抗Z_{g_variable}即为最大电网阻抗Z_g0。

如图6所示为本发明电流源模式与电压源模式之间基于阻抗滞环的切换方 式示意图。为保证切换时的稳定，并网模式之间的相互切换采用基于阻抗滞环的 切换方式：

设置并网逆变器电流源模式向电压源模式切换的电网阻抗边界值为Z_gmax， 电压源模式向电流源模式切换的电网阻抗边界值为Z_gmin，表达式分别为：

Z_gmax＝Z_g0+δ·Z_g0

Z_gmin＝Z_g0-δ·Z_g0

其中：

Z_g0为逆变器在电流源模式下保持稳定运行并具有30°相位裕度的最大电网 阻抗；

δ为滞环系数，其数值控制在1％≤δ≤5％；

七、逆变器由电流源模式向电压源模式切换时，图4中的开关S₁和S₂闭合， 启动相位同步算法和幅值同步算法，相位同步算法和幅值同步算法的主要步骤如 下：

步骤41，先采集桥臂侧电感电流i_L以及滤波电容电压u_C，将滤波电容电压u_C经过基于二阶广义积分器的软件锁相环SOGI-SPLL锁相得到并网点电压相角θ和 并网点电压幅值U_s；再利用二阶广义积分器SOGI分别将桥臂侧电感电流i_L和滤 波电容电压u_C转化为两相静止垂直坐标系αβ下的分量i_Lα2,i_Lβ2和u_Cα,u_Cβ；最后经 过αβ/dq坐标变换将两相静止垂直坐标系αβ下的分量i_Lα2,i_Lβ2和u_Cα,u_Cβ变换到两 相同步旋转坐标系dq下，得到桥臂侧电感电流dq分量i_Ld2,i_Lq2和滤波电容电压 dq分量u_Cd,u_Cq；

步骤42，根据步骤41得到的桥臂侧电感电流dq分量i_Ld2,i_Lq2和滤波电容电 压dq分量u_Cd,u_Cq，经过有功功率计算方程和无功功率计算方程分别得到平均有 功功率和平均无功功率有功功率计算方程和无功功率计算方程式分别为

$\bar{P}=\frac{1.5}{\tau s+1}(u_{Cd}{i}_{Ld2}+u_{Cq}{i}_{Lq2})$

$\bar{Q}=\frac{1.5}{\tau s+1}(u_{Cq}{i}_{Ld2}-u_{Cd}{i}_{Lq2})$

式中的τ为一阶低通滤波器时间常数，s为拉普拉斯算子；

步骤43，根据步骤42得到的逆变器输出平均有功功率经有功功率-频 率下垂控制方程得到逆变器的输出角频率ω，输出角频率ω经过积分得到逆变器 的输出相角θ₀；其中有功功率-频率下垂控制方程为

$\omega ={\omega }^{*}+m(P^{*}-\bar{P})$

式中的ω^*为逆变器在给定有功功率指令P^*时所对应的额定角频率，m为有 功下垂系数；

步骤44，根据步骤41得到的并网点电压相角θ，以及步骤43得到的逆变器 的输出相角θ₀，由相位同步算法方程获得相位同步信号Δω，并将相位同步信号 Δω叠加到逆变器的输出角频率ω上；相位同步算法方程为

$\Delta \omega =\frac{K_{\omega }}{s}(\theta -{\theta }_0)$

式中的K_ω为相位同步算法方程的相位积分系数，s为拉普拉斯算子；

步骤45，根据步骤42得到的逆变器输出平均无功功率经无功功率-幅值 下垂控制方程得到逆变器的滤波电容电压dq分量基准值无功功率-幅值 下垂控制方程为

$u_{Cd}^{*}=u^{*}+n(Q^{*}-\bar{Q})$

$u_{Cq}^{*}=0$

式中的u^*为逆变器在给定无功功率指令Q^*时所对应的额定输出电压，n为无 功下垂系数；

步骤46，根据步骤41得到的并网点电压幅值U_s，以及步骤45得到的逆变 器的滤波电容电压dq分量基准值由幅值同步算法方程获得幅值同步信号 ΔU，并将幅值同步信号ΔU叠加到滤波电容电压dq分量基准值上；幅值同步 算法方程为

$\Delta U=\frac{K_U}{s}(U_s-u_{Cd}^{*})$

式中的K_U为幅值同步算法方程的幅值积分系数，s为拉普拉斯算子；

步骤47，先根据步骤44完成并网点电压相角θ与逆变器的输出相角θ₀的相 位同步，再根据步骤46完成并网点电压幅值U_s与滤波电容电压dq分量基准值的幅值同步，完成电流源模式向电压源模式的软切换。

八、逆变器由电压源模式向电流源模式切换时，触发基于控制器同步映射运 算的双模式软切换控制器，该控制器分别由执行控制器和映射控制器组成。其步 骤如下：

步骤71，采集直流侧滤波电容C_dc上的电压V_dc；

步骤72，根据步骤71得到的直流侧滤波电容C_dc上的电压V_dc，经直流电压 控制方程得到电感电流指令信号直流电压控制方程式为

$i_{Ld1}^{*}=(K_{p1}+K_{i1}/s)·(V_{dc}^{*}-V_{dc})$

$i_{Lq1}^{*}=0$

式中的K_p1为比例控制系数，K_i1为积分控制系数，为逆变器给定的直流 侧滤波电容电压指令，s为拉普拉斯算子；

步骤73，将步骤72得到的电感电流指令信号作为执行控制变量；

步骤74，先采集滤波电容电压u_C，再利用二阶广义积分器SOGI将滤波电容 电压u_C转化为两相静止垂直坐标系αβ下的分量u_Cα,u_Cβ，最后经过αβ/dq坐标变 换将两相静止垂直坐标系αβ下的分量u_Cα,u_Cβ变换到两相同步旋转坐标系dq下 求得滤波电容电压dq分量u_Cd和u_Cq；

步骤75，先根据步骤74得到的滤波电容电压dq分量u_Cd和u_Cq，再设置滤波 电容电压dq分量基准值和滤波电容电压dq分量u_Cd相等，设置滤波电容电压 dq分量基准值和滤波电容电压dq分量u_Cq相等，得到滤波电容电压控制方程 的dq分量输出值和并将和作为映射控制变量，即：

${\bar{U}}_{Cd}=(K_{p2}+K_{i2}/s)·(u_{Cd}^{*}-u_{Cd})$

${\bar{U}}_{Cq}=(K_{p2}+K_{i2}/s)·(u_{Cq}^{*}-u_{Cq})$

式中的K_p2为比例控制系数，K_i2为积分控制系数，s为拉普拉斯算子，并且 $u_{Cd}^{*}=u_{Cd},u_{Cq}^{*}=u_{Cq};$

步骤76，先根据步骤73得到的执行控制变量和以及步骤75得到的 映射控制变量和再经数值缓起控制方程完成映射控制变量至执行控 制变量的过渡，至执行控制变量的过渡；数值缓起控制方程为

$I_{Ld1}^{*}={\bar{U}}_{Cd}+{\int }_0^T{\mathrm{\Delta U}}_{Cd}dt$

$I_{Lq1}^{*}={\bar{U}}_{Cq}+{\int }_0^T{\mathrm{\Delta U}}_{Cq}dt$

式中的T为映射控制变量和分别至执行控制变量和的缓起时 间，ΔU_Cd和ΔU_Cq分别为数值缓起控制给定的步长值，且当映射控制变量和在数值上分别等于执行控制变量 和时，数值缓起结束，完成电压源模式向电流源模式的软切换。

其中，步骤71-73为执行控制器输出执行控制变量，步骤74-75为映射控制 器输出映射控制变量。