无线通信单元、用于无线通信单元的集成电路、用于降低无线通信单元中的二阶互调失真成分的方法

摘要

一种无线通信单元包含：发送机、接收机、选择单元与基频处理模块。发送机具有至少一加法模块以用于将消除信号与正交基频接收信号相加。基频处理模块用于接收正交基频发送信号与正交基频接收信号；基于正交基频接收信号的至少一个信号成分将独立增益与相位调整应用于正交基频发送信号的正交部分，以形成独立消除信号；以及将独立消除信号应用于至少一个加法模块中。

说明书

【技术领域】

本发明涉及互调失真(InterModulation Distortion，IMD)消除的集成电路 (Integrated Circuit，IC)、通信单元以及方法，尤其涉及无线通信单元、用于无线 通信单元的集成电路以及用于降低无线通信单元中的二阶互调失真成分的方 法、用于降低无线通信单元中的二阶互调失真成分的计算机程序产品。

【背景技术】

很多年以来，频分双工(Frequency Division Duplex，FDD)与时分双工(Time  Division Duplex，TDD)一直是用于处理无线系统中上行链路(Uplink，UL)与下行 链路(Downlink，DL)传输的两种方法。FDD利用两个不同频率以将UL信号与 DL信号以频率方式分开，而TDD利用单一频率以将UL信号与DL信号以时间 方式分开。因此，为了符合多个电信标准的性能要求设计IC和/或通信单元利用 FDD技术作为机制，以分割UL/DL发送与接收通信。

因此，从现有技术中可知，在IC或通信单元中以非常高的频率发送的和接 收的信号之间的不良隔离会导致干扰，尤其是在发送(与接收)频率非常高的传统 无线通信频率，例如第三代(Third Generation，3G)宽频码分多址接入(Wideband  Code Division Multiple Access，WCDMA)标准中1GHz频域中的频率。此处，发 送的信号渗透过双工滤波器(duplex filter)并经由二阶(second order)失真机制在接 收混频器中混频以成为基频，藉此产生下降的接收信噪比(Signal to Noise Ratio， SNR)性能，从而导致接收机有效地降低灵敏度(desensitization)。当发送机工作 于或接近工作于发送机的最大发送功率能力，并且接收机工作于或接近工作于 接收机的最小接收功率能力时，问题会变得严重。最小接收功率能力称为接收 机的「灵敏度」。这种情况下，二阶互调产物(product)会使无线电「降灵」(降低 灵敏度)并导致失败的二进制误码率(Bit Error Rate，BER)。当两个信号通过二阶 非线性彼此混合并在两个干扰频率的和与差处产生互调产物时，发生二阶互调 失真(IMD2或IIP2)。

图1所示为现有的高频通信单元100以及高频通信单元100中的二阶互调 产物干扰效应所产生的原因的示意图。高频通信单元100中，将数字基频「I」 与「Q」信号102输入至发送数模转换器(Transmit Digital-to Analogue Converter， TX DAC)105，在TX DAC 105中将数字基频「I」与「Q」信号102转换为模拟 基频「I」与「Q」信号并且由低通滤波器(Low Pass Filter，LPF)110滤波。利用 混频器级115将已滤波基频信号上频转换，使得已滤波基频信号的频率转化为 由本地震荡器(Local Oscillator，LO)120提供的LO信号的频率，其中混频器级 115耦接于LO 120。将从混频器级115输出的上频转换的信号输入至功率放大 器(PowerAmplifier，PA)125，并放大至足够高的射频(Radio Frequency，RF)电平 以从天线135发射出去。天线135耦接于发送(Tx)/接收(Rx)双工滤波器130， Tx/Rx双工滤波器130使从发送路径接收的信号变弱以阻止信号进入通信单元 的接收路径。然而，由于在高射频的滤波技术的限制，发送信号的很大部分(TX 渗漏140)都渗漏到接收路径。

因此，接收路径中，天线135与Tx/Rx双工滤波器130将接收的高频信号 传输至低噪声放大器(Low Noise Amplifier，LNA)145。将放大的高频信号输入至 正交向下混频器(quadrature down-mixer)150，正交向下混频器150通过将放大的 信号与经过正交偏移155的LO信号相乘，以将放大的信号下频转换，其中LO 信号来自LO源160。正交向下混频器150的输出处于基频频率，使得低通或带 通滤波器(Low-Pass or Band-Pass Filter，LPF/BPF)165可将频域中不需要的信号 消除或减弱。基频信号可为低频(Low Frequency，LF)信号、极低中频(Very Low  Intermediate Frequency，VLIF)信号或DC(零IF)信号。接着在接收模数转换器 (Receive Analogue to digital Converter，RX ADC)170中将基频(模拟)已滤波信号 数字化并在滤波器175中再一次滤波以消除量化效应。图表185显示接收机的 性能是如何由进入接收路径的发送信号的渗漏而降灵的，并且大部分降灵效应 发生于接收向下混频器级。性能的降低以「降灵」来测量并最终以BER来测量， 且基频信号中IMD2产物的存在导致了性能降低。

减少渗漏至接收路径的发送信号的电平的传统方法是利用表面声波(Surface  Acoustic Wave，SAW)滤波器。然而，随着商业中(尤其是移动电话交易中)对低 成本和小尺寸的产品的需求的增加，SAW滤波器尺寸太大、成本过高导致其不 再被认可。

一种解决办法是利用集成电路窄频宽、可调带通或缺口(notch)型滤波器，以 代替SAW滤波器的功能。然而，这种办法需要利用多个集总(lumped)元件电感 器。

另一种方法是是利用校准方案，修整在考虑制程、电压以及温度(Process  Voltage Temperature，PVT)变化时接收向下混频器操作的最大IIP2。然而，这种 方法并不有效，因为模拟射频设计在涉及PVT时处理的并不好。另外一个原因 是加入专用修整端口可能潜在地使其他关键的射频度量无效。

图2为现有的消除二阶互调产物的方案的结构示意图。如第2图所示，将 数字基频「I」与「Q」信号102输入至自适应IMD消除功能模块215。自适应 IMD消除功能模块215用于提供通信单元200的发送IMD2成分的数字估计(在 信号220与信号225中)。之后，在提取模块230与提取模块235中从滤波器175 输出的信号中提取发送IMD2成分的数字估计(在信号220与信号225中)，藉此 (理论上)消除由于发送信号通过双工滤波器130时的渗漏而在接收路径产生的 IMD2成分的一部分。这样，干扰的估计是基于相关参考。因此，图2中的技术 在接收信号的DC校正之后产生误差信号，并利用误差信号调整自适应IMD消 除功能模块215中的干扰消除。之后，调整消除以减小估计误差的均方功率。

现有技术中存在一些缺点，例如由于任何平均技术导致的接收机性能的选 择性(当频宽小于100Hz时)使得安定时间(settling time)太长。因此，设计者考 虑DC校正技术时需要在选择性与安定时间之间进行权衡。现有技术中存在的另 一个缺点是利用通常的「I」与「Q」路径与单一增益级控制消除信号。现有技 术中存在的另一个缺点是选择适配率(adaptation rate)的固定值(因此死板)工作于 通信单元的功率范围内。

因此，需要一种改进的集成电路、通信单元以及消除的方法。

【发明内容】

有鉴于此，本发明致力于减轻、缓和或消除上述提及的一个或多个缺陷， 提供了一种集成电路、无线通信单元以及相关方法。

依据本发明的第一实施例，提供一种无线通信单元，包含：一发送机，用 于处理一正交基频发送信号以产生一第一射频信号用于无线发送；一接收机， 用于接收一第二射频信号并将所述第二射频信号转换为一正交基频接收信号， 其中所述接收机包括至少一个加法模块，所述至少一个加法模块用于将一消除 信号与所述正交基频接收信号相加；一选择元件，用于将所述发送机与所述接 收机耦接于一天线，使得将所述第一射频信号的一降低部分引入到所述第二射 频信号中，藉此在所述基频接收信号中产生一二阶互调失真成分；以及一基频 处理模块，用于接收所述正交基频发送信号与所述正交基频接收信号；基于所 述正交基频接收信号的至少一个信号成分将独立增益与相位调整应用于所述正 交基频发送信号的正交部分，以形成独立消除信号；以及将所述独立消除信号 应用于所述至少一个加法模块。

在此方式下，一增强型的具有独立相位及增益调整的二阶互调模型予以实 现，以提供一更精确的IMD2产物的消除。

依据本发明实施例的一可选特性，该基频处理模块包括多个独立自适应滤 波器。该多个独立自适应滤波器包括多个多阶有限脉冲响应滤波器，该多阶有 限脉冲响应滤波器用于补偿正交基频接收信号与正交基频发送信号之间的不匹 配误差。

依据本发明实施例的一可选特性，该无线通信单元进一步包括一功率测量 模块，耦接于一自适应估计器模块，所述功率测量模块用于测量所述基频接收 信号的一通道上功率电平，其中该自适应估计器模块包括于所述无线通信单元 之中；以及该自适应估计器模块包括一基频处理模块，该基频处理模块用于决 定一适配率，该自适应估计器模块利用所述适配率基于测量的通道上功率电平 产生消除信号。此方式可提供一种可对适配率的自动控制的机制以减少二阶互 调失真成分。

依据本发明实施例的一可选特性，该基频处理模块用于忽略不相关噪声成 分，以使得消除信号消除二阶互调失真成分。

依据本发明实施例的一可选特性，该接收器包含一模数转换器，该模数转 换器操作上耦接于该加法模块，该接收器进一步包含一数字滤波器，位于该接 收器内部，用于对该加和模块输出的信号进行滤波。其中，该适应性估计器模 块用于接收该已滤波信号以及该基频发送信号，以及基于该已滤波信号以及该 基频发送信号产生该消除信号。从而，该消除节点可以适应性的被基频滤波元 件分割。

依据本发明实施例的一可选特性，该数字滤波器为一数字相邻通道滤波器， 该数字相邻通道滤波器包含一匹配滤波器。

依据本发明实施例的一可选特性，该无线通信单元进一步包含：一控制器 模块，用于对该第一基频发送信号以及该消除信号的每一者的至少一抽头执行 互相关运作，以产生一误差信号，该误差信号代表该第一基频发送信号以及该 消除信号之间的时间差；以及一可控延迟单元，耦接到该控制器模块，以及使 用该误差信号以设定一时间延迟，该时间延迟用于该第一基频发送信号以及该 消出信号的至少一者中。此方式可以实现一自调整时间校正系统。

依据本发明实施例的一可选特性，该控制器模块用于对评估于多个滞后点 的两个信号之间实施交互相关运作。

依据本发明实施例的一可选特性，该控制器模块用于调整该可控延迟单元， 直到该误差信号为一最小值。

依据本发明的第二实施例，提供一种用于无线通信单元的集成电路。该集 成电路包含：一发送机，用于处理一正交基频发送信号以产生一第一射频信号 用于无线发送；一接收机，用于接收一第二射频信号并将所述第二射频信号转 换为一正交基频接收信号，其中，所述第二射频信号包括所述第一射频信号的 一降低部分，所述接收机包括至少一个加法模块，所述至少一个加法模块用于 将一消除信号与所述正交基频接收信号相加，并且所述第一射频信号的降低部 分在所述基频接收信号中产生一二阶互调失真成分；以及一基频处理模块，用 于接收所述正交基频发送信号与所述正交基频接收信号；基于所述正交基频接 收信号的至少一个信号成分将独立增益与相位调整应用于所述正交基频发送信 号的正交部分，以形成独立消除信号；以及将所述独立消除信号应用于所述至 少一个加法模块。

依据本发明的第三实施例，提供一种用于降低无线通信单元中的二阶互调 失真成分的方法，该方法包含：处理一正交基频发送信号，以产生一第一射频 信号用于无线发送；接收一第二射频信号，该第二射频信号包括第一射频信号 的一降低部分，以在基频接收信号中产生一二阶互调失真成分；将该第二射频 信号转换为一正交基频接收信号；基于该正交基频接收信号的至少一个信号成 分将独立增益与相位调整应用于所述正交基频发送信号的正交部分，以形成独 立消除信号；以及将独立消除信号与正交基频接收信号相加，以降低二阶互调 失真成分。

依据本发明的第四实施例，提供一种计算机程序产品，包含可执行程序代 码，该可执行程序代码用于减少一无线通信单元中的二阶互调失真成分。该可 执行程序代码可执行为：处理一正交基频发送信号，以产生一第一射频信号用 于无线发送；接收一第二射频信号，该第二射频信号包括第一射频信号的一降 低部分，以在基频接收信号中产生一二阶互调失真成分；将该第二射频信号转 换为一正交基频接收信号；基于该正交基频接收信号的至少一个信号成分将独 立增益与相位调整应用于所述正交基频发送信号的正交部分，以形成独立消除 信号；以及将独立消除信号与正交基频接收信号相加，以降低二阶互调失真成 分。

本发明的其他方面将参考下述实施例详细说明书如下。

【附图说明】

以下将参照多个附图为例，对本发明的实施例进行详细的描述。附图中的 元素描述仅是一种示例说明，为了更清楚、简单的描述本发明，而并非对本发 明的限制。例如，各个附图中所出现的符号数字仅是为了能更简单的理解本发 明而已。

图1所示为现有的高频通信单元以及高频通信单元中的二阶互调产物干扰 效应所产生的原因的示意图；

图2为现有的消除二阶互调产物的方案的结构示意图；

图3为根据本发明一实施例的无线通信单元的模块示意图；

图4为本发明实施例的无线通信单元的更详细的模块示意图；

图5为依据本发明实施例的二阶互调失真的基本模型的结构示意图；

图6为图4所示接收器路径的接收器基频处理模块的模块示意图；

第7图为实现固定延迟同步技术的自调节延迟机制的电路示意图；

图8为本发明实施例中典型的计算系统800的结构示意图。

【具体实施方式】

本发明实施例中的无线通信单元支持CDMA通信。然而，本领域技术人员 可知本发明的理念可应用于任何无线通信单元中，并不仅限于CDMA通信单元。

首先参考图3，图3为根据本发明一实施例的无线通信单元300的模块示意 图，其中，无线通信单元有时候在蜂窝通信中称作移动用户单元(Mobile  Subscriber Unit，MS)或者在第三代合作伙伴计划(3rd Generation Partnership  Project，3GPP)通信系统中称作用户设备(User Equipment，UE)。无线通信单元 300包含天线302，优选地耦接到双工滤波器/天线开关(duplex filter/antenna  switch)304上，该双工滤波器/天线开关304用于在无线通信单元300的接收以 及发送链(chain)之间提供隔离。

在接收器链上，如现有技术所知，包含接收器前端电路306(有效提供接收、 滤波以及中间或者基频频率转换)。接收器前端电路306串联耦接到信号处理模 块308。来自信号处理模块308的输出提供给适当输出装置310，码功率指示 (code power indicator)电路312，码功率指示电路312反过来耦接到控制器314， 控制器314维持整体用户单元控制。控制器314可以因此从已经恢复信息中接 收二进制误码率(BER)或者帧误码率(Frame Error Rate，FER)数据。控制器314 也耦接到接收器前端电路306以及信号处理模块308(通常由数字信号处理器330 实现，数字信号处理器简写作DSP)。控制器314也耦接到存储器装置316，存 储器装置316选择性地储存运作定制(regime)，例如解码/编码函数、同步模式 (pattern)、码序列、RSSI数据以及类似参数。

根据本发明实施例，存储器装置316储存滤波器信息，例如适应性滤波器 系数、线性发送-接收增益值、时间校准设定(time alignment setting)、适配率 (adaptation rate)值、DC滤波器调谐(tuning rate)率等。存储器装置316可储存整 个上层的状态机(state machine)数据/代码，通过整个状态机数据/代码配置可用来 控制底层的硬件。包含在存储器装置316中的数据可以由无线通信单元300所 使用，以及由信号处理模块308所处理。进一步说，计时器318耦接到控制器 314，以控制无线通信单元300内的工作时序(依赖于时间信号的发送或者接收)。

至于发送链，实质上包含输入装置320、例如键盘，输入装置320通过发送 器/调制电路322以及功率放大器324串行耦接到天线302。发送器/调制电路322 以及功率放大器324运作上响应控制器314。

发送链上的信号处理模块可以实现为与接收链上的处理器不同。可替换地， 单一处理器模块308可以用图3实现发送以及接收信号的处理。显然，无线通 信单元300中的各种元件均可以离散或者集成元件形式予以实现，因此在最终 的架构中仅为专用或者设定选择。

现在参考图4，图4为本发明实施例的无线通信单元400的更详细的模块示 意图。无线通信单元400包含数字基频‘I’以及‘Q’信号402、404，数字基 频‘I’以及‘Q’信号402、404输入到发送链数模转换器(TX DAC)406，其中 数字基频‘I’以及‘Q’信号402、404转换为模拟基频‘I’以及‘Q’信号， 然后经低通模拟抗混叠(anti-aliasing)滤波器408滤波。已滤波基频信号然后使用 耦接到本地振荡器(LO)412的混频器级410进行上变频，这样已滤波基频信号转 换到LO 412所提供的LO信号的频率上。输出自混频器级410的上变频信号输 入到功率放大器414，以放大到足够高无线频率电平，以由天线418辐射出去。 天线418耦接到Tx/Rx双工滤波器416，Tx/Rx双工滤波器416试图衰减接收自 发送路径的信号，以阻止其进入无线通信单元接收路径。但是，受到如此高无 线频率的滤波技术的诸多限制，大量发送信号会泄漏到接收器路径上。在接收 路径中，天线418以及Tx/Rx双工滤波器416将已接收高频信号选路到低噪声 放大器(图未示)。已放大高频信号输入到正交下变频器420，正交下变频器420 然后将已放大信号与正交移位422LO信号相乘而下变频该已放大信号，其中， 正交移位422的本地振荡器信号来自LO源424。正交下变频器420的输出为基 频频率，这样相邻通道干扰(Adjacent Channel Interfering，ACI)滤波器426(例如， 可以为模拟LPF/BPF)可用于去除(或者大致上衰减)频率域的不需要的ACI信号。

基频信号可以为LF信号、VLIF信号或者甚至为DC(0IF)信号。基频(模拟) 已滤波信号然后在接收模数转换器(RX ADC)428数字化。

根据本发明一个实施例，数字发送「I」与「Q」样本402与404在TX DAC 406之前分接(tapped off)并且由滤波器436滤波，其中配置为复合(例如 数字与模拟结合)滤波的模型，存在于分接参考点以及发送射频端口(在天线418) 之间的发送路径上。一个实施例中，滤波器436是固定的、预设的滤波器， 是已经的滤波器。此实施例中，已滤波发送基频信号的模数或振幅的平方(I²+Q²) 由平方模块438计算并由可编程数字分接延迟线模块440延迟。可变成数字 分接延迟线模块440(也可简写为延迟D₀ 440或延迟440)的一个目的在于在 消除点将数字估计与实际IMD2产物同步。

在一个实施例中，相关联的模拟滤波器变动(variation)而产生的发送至接收 端的群体延迟变动(variation)会足够小，使用解析度优于1/4码片(chip)周期的固 定可编程延迟解析度就足够了。相应地，延迟线值可以由配置固件(firmware) 或者软件的上层而设定。在其他实施例中，延迟线值可以使用可编程延迟单元 设定。

平方模块438输出的已同步幅度平方信号，然后在数字滤波器442，经由而滤波，以形成了沿接收路径的复合基频滤波模型，该接收路径可以包含，例 如，模拟接收滤波器、ADC信号传递动态、任何CIC抽取(decimation)滤波器、 任何数字补偿/抽取模块以及任何接收通道平方根升余弦(Square Root Raised  Cosine，SRRC)滤波器。在发送情况下，可以配置为预设固定滤波器，该预 设固定滤波器的值为根据实验室特性数据而离线(off-line)确定。

已同步、已滤波幅度平方信号，然后在缩放模块446经过确定性(deterministic) 增益而缩放，其中，代表从数字TX分接点到数字消除点之间的事前 (apriori)已知增益。缩放模块446，使用缩放已同步、已滤波幅度平方信号， 其中，包含沿着发送路径从数字基频发送信号到双工器(或者双工滤波器)416 的发送器端的已知增益，(最坏的情况)双工器发送接收隔离以及前端接收器(线 性)增益(例如，由LNA主导，图未示)，以及从下混频器级到数字基频消除点的 已知增益(例如，主要是来自AGC增益的增益，简洁起见，图未示)。在一个实 施例中，可以基于发送路径的实际增益(或基于发送目标输出功率)以及AGC设 定而由固件或者软件的上层动态设定。

消除路径的第一级包含两个低阶、适应性有限脉冲响应(Finite Impulse  Response，FIR)滤波器448以及449(图中分别以以及表示)，其中适应 性FIR滤波器448以及449(以及)分别用于‘I’以及‘Q’路径。FIR 滤波器为一种数字滤波器，其中，FIR滤波器对应δ(Kronecker delta)输入的脉冲 响应为有限，因为在有限数量的取样时间之后，FIR滤波器的响应会趋于0。N 阶FIR滤波器的脉冲响应持续N+1个取样，然后收敛为零。适应性FIR滤波器 448、449的目的主要是通过接收混频器级建立实际IMD2增益的模型，并且去 掉或者移除任何与预设缩放模块446增益相关的，任何增益不确定性 (uncertainty)，这些不确定性与双工器发送接收隔离的估计以及通过发送以及接 收路径的剩余增益有关。另外，在一个例子中，适应性FIR滤波器448以及 449(以及)也用于最小化任何相位不确定性以及残留(residual)时间误校 准，其中，任何相位不确定性以及残留时间误校准发生在发送以及接收滤波器(分 别对应滤波器436以及数字滤波器442)的错误建立模型过程中。进一步 说，在一个实施例中，两个相互独立的适应性FIR滤波器448以及449(以 及)可以运作于超过标准增益关系此种更复杂的IMD2模型。特别地，这样 的架构可以方便具有相互独立的IMD2相位响应的‘I’以及‘Q’路径(其中，经典的 或者传统的滤波器只允许一个独立的增益响应，而且假设沿着发送以及接收路 径为一个共有相位响应)。

在此例子中，适应性FIR滤波器448以及449(以及)的输出450 以及452提供IMD2乘积的复基频估计，而IMD2乘积的复基频估计在减法 模块430中，在接收路径上，从实际已接收‘I’以及‘Q’值中减掉，如图所示，以 产生已消除(或者校正)的复(complex)信号。已消除(或者校正)的复信号然后在数 字相邻通道干扰(ACI)滤波器432中滤波。

在一个实施例中，已滤波已消除(或者校正)复信号也成为了适应性更新方程 式的误差项。

使用相互独立‘I’以及‘Q’调整建立IMD2因素的模型：

适应性消除器的实际实现一个重要因素就是从发送基频电路到接收基频电 路的IMD2路径的模型的建立。现在参考图5，图5为依据本发明实施例的二阶 互调失真的基本模型500的结构示意图。

由于图4的双工器416的有限隔离，一定量的发送功率就会通过接收端泄 漏。参考图5，已泄漏发送信号505可以表示为：

A(t)cos{ω_txt+φ_tx(t)}    [1]

其中：

A为发送无线频率信号的包络(envelope)或者幅度已调制成分，

ω_tx为发送无线频率信号的载波频率，以及

φ_tx为发送无线频率信号的相位已调制成分。

相位偏移、载波偏移、相位误差以及所有其他损耗以及发送器瑕疵，为了 说明基本模型500已经忽略了。除了其他任何寄生耦接路径，发送到无线频率 输入端以及接收混频器级的本地振荡器端的寄生耦接路径，均在泄漏信号中产 生自混频。这产生了特性平方(characteristic squaring)或者二阶效应(second order  effect)，特性平方(characteristic squaring)或者二阶效应引起了基频信号组成的输 出，该基频信号组成的输出正比于：

A²/2    [2]

以及发送载波频率的二倍频率的无线频率项正比于：

0.5A²(t)cos{2ω_txt+2φ_tx(t)}    [3]

接收器模拟通道滤波器555、560移除无线频率成分，留下与已泄漏发送幅 度调制(AM)电平平方成比例的基频项。发送泄漏的相位成分有效地被平方模块 530中的平方功能去除掉(stripped off)，其中，平方模块530使用大量幅度调制 平方功率电平进行平方运作，该平方运作混频到基频，而该基频由该混频器级 的IIP2确定。加权(weighting)或者增益项，a_2I 540以及a_2Q 535，引入‘I’以及‘Q’ 路径，以建立该缩放效应的模型，从而得到用于IMD2项的基本表达式：

IMD₂＝A²(a_2I+ja_2Q)    [4]

加权或者a2系数可以使用传统的IIP2定义而调谐(reconcile)，如方程式[5]：

${\mathrm{IIP}}_2\left(\mathrm{dBVrms}\right)=-20{\log }_{10}\sqrt{2}\left|a_2\right|---\left[5\right]$

其中：

$a_2=\sqrt{a_{2I}^2+a_{2Q}^2}.---\left[6\right]$

因此，一旦实际混频器级IIP2效能已经计算完成，那么等效‘a2’系数也可能 得以计算。进一步说，随着无线频率包络简单缩放，原始发送幅度调制信号被 延迟以及/或者已滤波信号，理论上说，一旦缩放以及滤波为已知，那么就可以 评估幅度调制平方项以及对应的瞬时IMD2时间序列(series)。因此，基本模型 500以及方程式[4]到[6]包含IM2的传统定义以及模型，IM2的传统定义以及模 型是受到限制的。发明人已经意识到在一些情况下，基本模型可能不足够，而 且相反，会受到沿着‘I’以及‘Q’IM2路径的纯增益的限制，所以可以使用独立的 滤波器。

现在参考图5的第二个示意图，该第二个示意图为本发明实施例的二阶互 调失真的扩展模型590的结构示意图。特别地，该扩展模型590可以解决任何 沿着‘I’以及‘Q’IMD2路径的共有相位响应的潜在计算不足。扩展模型的实施例 包含相互独立的低阶FIR结构565、570，低阶FIR结构565、570可以整合在每 个路径上，以允许沿着每个路径的不同相位响应。如图5的第二个示意图所示， 单一的‘a2’系数现在由低阶FIR结构565、570替代，这样，之前的以及现存的 幅度调制平方值就可以用于瞬时IMD2的估计。更进一步说，在一个例子中， 用于分别的FIR系数为可配置，以追踪(track out)不确定性以及时间改变 (time-varying)模型错误，该不确定性以及时间改变模型错误与发送基频模拟抗混 叠以及接收滤波有关。低阶FIR结构565、570为适应性，而且可以动态更新， 例如，FIR的形式可以为：

${\hat{H}}_I\left(z^{-1}\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}{\hat{h}}_I\left(m\right)z^{-m}---\left[7\right]$

使用该结构，扩展IMD2模型为：

${\mathrm{IMD}}_2\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}{\hat{h}}_I\left(m\right)A^2(n-m)+j\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}{\hat{h}}_Q\left(m\right)A^2(n-m)---\left[8\right]$

请注意，经典(基本)IMD2模型为方程式[8]中的扩展模型的特例，其中， M＝1，所以：

${\hat{a}}_{2I}={\hat{h}}_I\left(0\right)$以及

${\hat{a}}_{2Q}={\hat{h}}_Q\left(0\right)$

请参考图6，图6为图4所示接收器路径的接收器基频处理模块600的模块 示意图。接收器基频处理模块600包含平方模块602，平方模块602与无线频率 端以及图4的接收器混频器级的本地振荡器端之间的寄生耦接路径效应相等 (equate)。根据图5的描述，平方效应来自泄漏信号的自混频。接收器基频处理 模块600进一步包含两个相互独立的适应性FIR滤波器604以及606， 适应性FIR滤波器604以及606允许超过标准增益关系的更复杂的接收 器基频处理IMD2模型。接收器基频处理模块600进一步包含分别的‘I’以及‘Q’ 模拟相邻通道干扰滤波器426，然后跟随模拟AGC级610(图4中未示，图6中 表示为AGC)，AGC级610也耦接到RX ADC(包含相关的信号形成，shaping) 428，其中，图6的实施例中RX ADC实现为ΣΔ-ADC。接收器基频处理模块 600进一步包含分别的‘I’以及‘Q’抽取器(decimator)、数字相邻通道干扰滤波器 432以及数字SRRC通道滤波器625(图4中未示)，其中抽取器包含CIC滤波(以 及任何相关的补偿/抽取级)620，‘I’以及‘Q’抽取器分别跟随对应的数字相邻通道 干扰滤波器432以及数字SRRC通道滤波器625(图4中未示)。

出于简洁目的的考虑，DC或者偏置校准系统/模型没有包含在图5或者图6 的示例模型中。虽然偏置对消除器效能具有深刻影响，尤其是实现或者适应性 IMD2FIR系数的估计器，DC影响分别对待，而且不明确建立模型。

在一个实施例中，假设模拟相邻通道干扰滤波器426与模拟AGC 610匹配， 因为假设他们微分(differential)不匹配(mismatch)被忽略了。考虑到这方面，就可 能进一步简化图6的模型，简化到共有增益以及滤波器用于描述基频处理的点。

因此，现有技术美国专利US2008/0232268中揭示了接收器链，该接收器链 提出了使用共有数字‘I’以及‘Q’处理路径。相应的，现有技术的该美国专 利US2008/0232268提出了使用单一分接或者单一增益级。因此，在本发明的一 实施例中，如上描述，本发明揭示的无线通信单元，经由提供数字处理链而适 应(accommodate)独立二阶‘I’以及‘Q’路径，而解决了如何提供IMD2乘积 的更精确消除的问题。在一个无线通信单元例子中，基频信号为正交基频信号。 示例无线通信单元包含适应性估计器模块，适应性估计器模块包含基频处理模 块，基频处理模块用于接收正交基频发送信号与正交基频接收信号。基频处理 模块进一步用于将相互独立的增益以及相位调整应用到正交基频发送信号的正 交部分，以及基于正交基频接收信号的至少一信号成分，以形成相互独立的消 除信号。基频处理模块进一步用于将相互独立的消除信号应用到相加模块上。

适应性估计器

在一个实施例中，二阶互调失真成分的消除由适应性估计器完成，例如以 最小均方(Least Mean Square，LMS)适应性估计器的形式。LMS方程式的一般形 式可以由下列形式提供：

$\hat{\theta }\left(n\right)=\hat{\theta }(n-1)-\mu \frac{\partial ϵ\left(n\right)}{\partial \hat{\theta }(n-1)}ϵ\left(n\right)---\left[9\right]$

其中，

为第m个取样时间处的参数估计的Mx1行(row)矢量；以及

M为待估计参数的数目；

ε为估计误差；以及

μ为步长，或者适配率，可以选择步长或者适配率以均衡收敛对噪声抑制 (convergence versus noise rejection)的速度。

将方程式[9]应用到IMD2消除的特例的基本原则如图4所示，其中已消除 输出变成了估计误差，该估计误差反过来回到LMS更新方程式。为了最大化估 计误差信号(例如，信噪比，SNR)，反馈点可以在接收数字通道平方根升余弦 (SRRC)滤波器之后，导致了用于‘I’路径(请注意‘Q’路径具有相似表达)的 估计误差为：

${ϵ}_I\left(n\right)=I\left(n\right)-{\hat{I}}_{\mathrm{IMD}2}\left(n\right)---\left[10\right]$

一般导数项适用于IMD2消除应用

$\frac{\partial {ϵ}_I\left(n\right)}{\partial {\hat{h}}_I(n-1)}=-\frac{\partial {\hat{I}}_{\mathrm{IMD}2}\left(n\right)}{\partial {\hat{h}}_I(n-1)}---\left[11\right]$

此处，已估计IMD2项(对于‘I’路径)由下列方程式提供：

${\hat{I}}_{\mathrm{IMD}2}\left(n\right)={\hat{g}}_{\mathrm{txrx}}\underset{m=0}{\overset{M_I-1}{\Sigma }}{\hat{h}}_I(m,n-1)A^2(n-m)---\left[12\right]$

其中，如图4所示，AM平方项，A²为固定确定性滤波器串行模型的输出， 如图4所示。

于一实施例中，项可以由代替，其中，如前所述，m为FIR 滤波器的第m个系数，而附加(时间)索引（现在包含n-1），以识别产生自适应 性或者LMS算法法调整的滤波器的隐含(underlying)时间改变特性。因此，导数 项可以简化为：

$\frac{\partial {ϵ}_I\left(n\right)}{\partial {\hat{h}}_I(n-1)}=-A^2\left(n\right){\hat{g}}_{\mathrm{txrx}}---\left[13\right]$

为FIR的Mx1行(row)矢量，或者系数估计(对应参数估计的矢量，一 般LMS方程式中的与时间索引n-1处的为标量（scalar）或者 单一系数不同。相似地，A²(n)为Mx1行(row)矢量，其中，A²(n-m)为该矢量的 相关的第m项(entry)。增益项为正标量值，而且在一实施例中，不包含任何 以相位或者符号形式的方向信息。进一步说，移除增益项可以产生方程式[14] 中的正规化(normalized)导数项：

$\frac{\partial {ϵ}_I\left(n\right)}{\partial {\hat{h}}_I(n-1)}=-A^2\left(n\right)---\left[14\right]$

为了方便更有效的实现，有效实现的数字范围可以限制在正标量(scalar)值0 以及1之间。将此项代回LMS方程式，则提供了用于第m个系数的更新算法法。

${\hat{h}}_I(m,n)={\hat{h}}_I(m,n-1)+\mu A^2(n-m){ϵ}_I\left(n\right)---\left[15\right]$

相同(identical)导数也可产生用于Q路径的更新方程式：

${\hat{h}}_Q(m,n)={\hat{h}}_Q(m,n-1)+\mu A^2(n-m){ϵ}_Q\left(n\right)---\left[16\right]$

每个系数可以根据这些方程式而更新，从而导岀方程式的矢量记法 (notation)(或者族，family)：

$\left(\begin{array}{c}{\hat{h}}_I(0,n)\\ {\hat{h}}_I(1,n)\\ .\\ .\\ .\\ {\hat{h}}_I(M-1,n)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{\hat{h}}_I(0,n-1)\\ {\hat{h}}_I(1,n-1)\\ .\\ .\\ .\\ {\hat{h}}_I(M-1,n-1)\end{array}\right)+\mu \left(\begin{array}{c}{A}^2\left(n\right)\\ A^2(n-1)\\ .\\ .\\ .\\ A^2(n-M-1)\end{array}\right){ϵ}_I\left(n\right)---\left[17\right]$

DC偏置以及低频IMD2干扰(Disturbance)修正

在现实的不理想存在情况下，上面讨论的基本估计算法法可能会失败，尤 其对于非IM2DC偏置。虽然对于WCDMA，在DC (对于WCDMA，甚至是相 对于最终基频功率的较大比例IMD2功率)，全部(2-tone)IMD2功率会下降-3dB 或者50%，但是本发明的发明人已经确定，其他DC偏置可能伪装为真正的IMD2 DC成分，因此破坏估计，而且导致潜在消除效能的品质降低。上述LMS估计 器基于基本原则：即所有非IMD效应都与参考信号无关。DC通常与DC相关， 无论来源如何，而且因此非IMD2DC就会与IMD2DC相关。如果其他DC偏 置足够大，那么IM2估计器就会偏移(bias)的非常严重，使得相应的消除器结果 失败。

针对上述潜在的不理想因素，消除效能的品质降低的一种示例方法是，分 接(tap off)该错误反馈点于接收器DC校准系统之后。但是，这会增加消除路径 上大量的延迟时间以及复杂度，包含需建立DC校准系统动态的模型，或者在消 除路径内复制。更有效的方法就是在误差信号应用到估计算法之前，通过高通 滤波该误差信号，将一DC移除模块引入至消除器内部。

然而，在发送和/或接收增益中的未模型化变化导致的低频IMD2干扰的存 在使问题增加。举例来说，由于发送和/或接收增益的模型化中的增益错误，在 槽(slot)率(1.5kHz)修改发送功率目标时，系统中引入1.5kHz的IMD2干扰。这 些干扰无法由消除器模型化，因为这些干扰源于发送和/或接收增益误差或不确 定性，因此只能以传统闭环负反馈类型方式抑制。任何由本地化DC校正引入的 衰减，1.5kHz的高通滤波器(High Pass Filter，HPF)会将负反馈调整增益降低等 于HPF衰减的量，因此损害消除器抑制干扰的能力。以相同的方式，PA中引起 的AM-AM失真可导致产生另一个低频IMD2干扰源。

HPF的选择需仔细设定，这一点是很重要的，这样低频IM2干扰可足以被 消除器抑制。任何已定位HPF应该具有选择性，该选择性同时抑制DC或者静 态偏置(例如，<100Hz)，在槽率(>=1.5kHz)同时最小化衰减或者抑制。

更进一步地，从适应性或者实现IMD2FIR滤波器角度来看，选择性也是很 重要的。任何频率信号成分的移除都会导致这些频率处，适应性滤波器较差实 现。这个现象在现有技术中称作‘持续激励(persistent excitation)’或者‘充分激 励(sufficient excitation)’。简单描述，如果目的是在某一频率范围实现适应性滤 波器，那么实现信号必须在此范围内具有足够的谱功率(spectral power)。不可避 免的是，DC信号成分必须移除，因为没法区分IM2DC以及非IM2DC。但是， 这样做，其他低频成分的移除应该最小化，使得在那些频率不使实现发生妥协 (compromise)。相应地，HPF的选择性对于保证适应性滤波器的低频精确性是最 重要的。这一点尤其重要，因为多于50%的基频IM2功率在低频，充分激励的 要求随着适应性滤波器阶数以及复杂性的增加变得更加重要，HPF的选择性对 于已扩展多阶FIR IMD2模型比经典的单抽头，基于增益模型(gain based model) 也更重要。

除了足够的选择性，HPF必须能够在特定最小值(称作低噪声放大器输入， i/p)之上，足够快地抑制或者追踪非IMD2静态偏置，这样IMD2估计器就可以 收敛。在低槽(例如，100us)一部分(fraction)内，DC追踪或者移除到较低的值是 很必要的。这就是经典的滤波器带宽对选择性的均衡。总结起来，HPF必须具 有足够的选择性，以足够抑制静态DC偏置，例如，在1.5kHz，槽长度(~100us) 的一部分内，具有最小衰减的幅度大约在1-100uV(称作LNA i/p)范围内。

下面描述的一个示例方法就是使用LMS DC估计级增大(augment)IM2估计 器。换言之，该适应性估计器模块进一步包含一个逻辑(LMS DC估计级)，用于 确定本地估计误差。估计器模块内确定的本地估计误差然后从LMS DC估计中 减掉。DC估计方程式然后提供如下：

${\hat{I}}_{\mathrm{dc}}\left(n\right)={\hat{I}}_{\mathrm{dc}}(n-1)+{\mu }_{\mathrm{dc}}\Delta {ϵ}_I\left(n\right)$

${\hat{Q}}_{\mathrm{dc}}\left(n\right)={\hat{Q}}_{\mathrm{dc}}(n-1)+{\mu }_{\mathrm{dc}}\Delta {ϵ}_I\left(n\right)---\left[18\right]$

其中：

Δε为DC已校正或者高通已滤波估计误差

$\Delta {ϵ}_I\left(n\right)={ϵ}_I\left(n\right)-{\hat{I}}_{\mathrm{dc}}\left(n\right)$

$\Delta {ϵ}_Q\left(n\right)={ϵ}_Q\left(n\right)-{\hat{Q}}_{\mathrm{dc}}\left(n\right)---\left[19\right]$

以及

ε为原始估计误差，即，每个方程式[10]的IM2已消除输出。

高通已滤波误差然后用在基本IM2适应性滤波器系数更新方程式中，以提 供已修改基本IM2适应性滤波器系数：

$\left(\begin{array}{c}{\hat{h}}_I(0,n)\\ {\hat{h}}_I(1,n)\\ .\\ .\\ .\\ {\hat{h}}_I(M-1,n)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{\hat{h}}_I(0,n-1)\\ {\hat{h}}_I(1,n-1)\\ .\\ .\\ .\\ {\hat{h}}_I(M-1,n-1)\end{array}\right)+\mu \left(\begin{array}{c}{A}^2\left(n\right)\\ A^2(n-1)\\ .\\ .\\ .\\ A^2(n-M-1)\end{array}\right)\Delta {ϵ}_I\left(n\right)---\left[20\right]$

用于Q路径有对应的方程式。

这等效于沿着ε作输入，Δε作输出的IM2消除点之间的估计误差路径上引 入基于HPF的IIR，该ε作输入，Δε作输出的IM2消除点具有领先-滞后(lead-lag) 或者极点-零点传递函数如下：

$\frac{1-z^{-1}}{1+{\mu }_{\mathrm{dc}}-z^{-1}}---\left[21\right]$

该HPF在z＝1具有零点，在z＝1(1+μ_dc)具有极点。

数字微分器(differentiator)项1-z^-1去除了静态DC，而极点通过适当选择μ_dc而定位，以影响所需的选择性与带宽(设定时间)的均衡。例如，当μ_dc→∞，极 点→0，而且HPF倾向于纯数字微分器。在此情况下，设定时间会比‘1’个时 钟周期小。但是，尤其在1.5kHz的临界频率的选择性可以与低频IM2干扰不足 以由回路调整的范围相妥协(compromised to the extent)，这样。进一步说，多阶 适应性滤波器的实现，由于在滤波器的停止频带上频谱内容减少而变得更差。 相反地，在另一个极端，μ_dc →0，极点则倾向于为一个单位或者系统化改进选 择性而倾向于零，但是为了追踪(track out)DC偏置的给定电平，则处于持续增长 的设定成本。(很明显，对于μ_dc＝0，因为极点消除为零，或者设定时间为无限， 所以，没有DC抑制)。

强调HPF错误Δε(n)仅位于LMS估计器内是有用的，其中，HPF错误ε(n)用 于校正或者IM2消除输出，以提供接下来的无线/数据机串行的处理。以此方式， HPF影响有利地只发生在估计器内。相反，如果Δε(n)用作IM2消除输出以及输 入，以提供接下来的数据机(modem)处理，高通滤波影响会通过移除所需信号的 低频成分而潜在地降低信号的SNR。

重新分割(Re-partitioning)基频滤波器

请重新参考图4，图4给出了输出到/来自LMS适应性估计器模块458的输 入/输出信号，以及原理性构建模块的示意图。已消除或者已校正输出454、456(图 中分别表示为εI、εQ)由DC估计校正级466进行高通滤波，以及用作错误信号 而应用到468。其中，DC估计校正级466可以为领先-滞后高通滤波器或者带通 滤波器的至少一者，如果DC估计校正级466为领先-滞后高通滤波器，则可以 为微分器，如图所示，DC估计校正级466即为数字微分器。可见，DC估计校 正级466包含LMS引擎，即适应性估计器模块458的至少一部分。

根据本发明的一个实施例，适应性估计器模块用于在增益级应用一增益至 已滤波基频接收信号之前，对该基频发送信号的一部分进行相邻通道干扰滤波， 然后分接干扰滤波后的基频发送信号。以此方式，导数或者回归函数(regressor) 输入A²先于缩放模块446的增益项分接，并输入到适应性估计器模块458(请 注意，根据方程式的严格推导，可以在增益项之后分接)。在一个例子中，偏离 更为经典的方法是为了适应实现的原因，因为信号A²具有减少了很多的动态范 围，因此会导致更经济的位元宽度要求。在替换例子中，信号A²在增益级(缩放 模块446)之后分接(tape out)，就需要更大的动态范围，例如在50dB量级，为了 追踪到从大约-110dBM到-80dBm的自动增益控制范围，以及30dB范围，加上 2-10dB的增益控制范围，以追踪从最大输出功率以下大约10dB的范围。增益 或者适配率引擎或者算法法可以修改，然后轻易地透过步长项μ470而补偿，例 如，某种含义下，增益项可以看作嵌入步长。基本地，在增益级(例如，缩放模 块446)之前分接信号A²，可能会节省硬件成本，因为定点(fixed point)数表示大 小需求降低。但是，增益串列(line-up)改变的结果，在一个实施例中，可以经过 修改适配率而补偿。增益级(例如，缩放模块446)以及步长项μ470影响消除环 内的增益。依赖于信号在何处分接，这样的增益就可以影响回路的瞬态响应。 因此，在增益级(例如，缩放模块446)之前分接信号A²可以改变瞬态，其中，在 一个实施例中，可以经由修改步长项μ470而控制瞬态。上述例子步长或者适配 率μ470基于通道上功率的当前估计而产生，以及送到LMS更新引擎468。更 新估计然后送到消除子系统的分别的滤波器，适应性FIR滤波器448以及449。 请注意，上述经缩放模块446分接之后的信号经过延迟460的延迟，然后进入 微分器462，经过延迟464而产生进入信号的多个已延迟信号，然后经由相关功 能块468进行相关运算。从另一个角度来看，既然步长或者适配率μ470基于通 道上功率的当前估计而产生，而且专用系统472用于功率侦测，那么专用系统 472更可以称为功率测量模块(例如，AGC系统的数字带内功率侦测)，操作上耦 接于适应性估计器模块，而且用于测量基频接收信号的通道上功率电平。而且 专用系统472用于确定适配率，所以在一个实施例中，将专用系统472称为一 个基频处理模块。而且，在一个实施例中，专用系统可以忽略不相关的噪声成 分。

现有技术的美国专利US2008/0232268揭示了一种接收器链中放置数字相邻 通道干扰(ACI)滤波器在错误信号分接之后。以此方式，已知适应性估计器移除 或者衰减相邻通道干扰。但是，本发明的发明人发现，这样的设定只在稳定状 态下可靠，使用适应性滤波器的静态条件完全收敛了，否则，根据消除器的适 应性时间项，通过接收器排队的延迟太长。因此，现有技术美国专利 US2008/0232268揭示的次优滤波器分割，是一种不实用而且不经济的解决办法。

相反，在本发明实施例中，介绍了用于独立均衡ACI抑制对设定的机制。 因此，经由将消除点放置在ACI滤波器之前，但是反馈分接点放置在ACI滤波 器之后，则提供了一种新颖的接收器架构，为了分割消除节点以提供IMD2乘 积的更精确的消除。因为包含在串行(line-up)直到消除的实际点之间的模块/函数 都沿着消除路径建立模型，那么较优地，为了简化消除模型，在串列(line-up)上 尽可能早地插入消除点然后分接反馈点。在上述例子中，ACI滤波器建模为延 迟460的延迟值，延迟460的延迟值经被确定为用于消除已经足够。特别地， 接收器架构根据当前通道功率电平的估计在数字基频滤波级上，订定消除点。 以此方式，估计器可以更快收敛，因此抑制更多噪声。

本实施例的接收器机构可以实现在无线通信单元中，该无线通信单元包含 发送器以及接收器，发送器用于处理基频发送信号，以产生用于无线传输的第 一无线频率信号，接收器用于接收第二无线频率信号，然后将第二无线频率信 号转换为基频接收信号。接收器包含模数转换器，操作上耦接到加和模块，用 于将消除信号于基频接收信号相加。接收器进一步包含选择单元，该选择单元 用于将发送器以及接收器耦接到天线上，使得第一无线频率信号的已消除的部 分引入到第二无线频率信号中，以产生基频接收信号中的二阶互调失真成分。 接收器进一步包含数字相邻通道滤波器，该数字相邻通道滤波器位于接收器内 部，以对输出自加和模块的信号进行滤波；以及适应性估计器模块，用于接收 输出已滤波信号以及基频发送信号，以及产生基于上述信号的消除信号。

适配率算法

适配率μ470控制估计收敛的速率，因此，控制适应性估计器模块458抑制 噪声的能力。适配率μ470越大，则收敛速率越快，但是噪声抑制越差，反之亦 然。与发送AM平方信号不相关的所有已接收’I’以及’Q’信号，视为适应性估计 器模块458的噪声。随着噪声电平增加，适配率μ470应该成比例地调低。这样 的不相关噪声信号产生自显而易见的源端，例如模拟前端的热噪声、数据转换 量化噪声以及也来自不明显的源，例如所需接收信号自身此外，调制中的 IM₃以及所有其他接收器前端损害都会构成不相关噪声。关键地，对全部通道上 信号有贡献的信号，除了IMD2影响以及DC偏置，均会表现为不相关噪声。在 一个例子中，随着噪声层(floor)变动，适配率μ470反过来调整，以维持噪声抑 制的期望电平。

适配率的自动调整可以由专用系统472来完成。在一个例子中，AGC系统 的数字带内功率侦测较优地重新使用，以维持通道上功率的动态估计。已估计 功率值用于索引(index)适配率μ470的查找表(Look-Up Table，LUT)，适配率 μ470的LUT项(entrty)进行缩放，以提供随着功率估计的平方根反向改变的适 配率。在简化的例子中，适配率μ470实现函数，或者更具体地函数， 其中，x与已侦测功率(V2)成比例，而且μ₀为常数，选择将步长输出缩放，以在 指定的功率范围内工作(从灵敏度到大约-80dBm)。对于通道上功率电平，确定 为处在已接收信号功率电平，已接收信号功率电平比通信单元的接收器灵敏度 电平小，而且可以使用步长μ＝μ₀，对于超过上限μ＝0(即，估计器算法法关闭) 功率电平以及对于中间电平，该率为可变，例如在模式中，从μ₀到0。

适配率引擎

本实施例的适配率模块的定点实现如图4所示。在前述例子中，假设其可 以使用现有技术所知的典型的AGC功率侦测模块，而且简洁起见，此处不再描 述。在一个例子中，适配率μ470的LUT可以储存无符号12b分数值，例如， 在模式中，占据从μ₀到的范围。

在一实施例中，基于LUT的一RAM 470配置为适应于一可编程的值μ₀。 在一个例子中，如果适配率μ470的曲线(profile)证明为不适当的，适配率μ470 的LUT也可以作为离散性(contingency)的测量，做为方便值的可编程。在 一个例子中，应用到适配率μ470的LUT的解决方案可以缩放，例如，当侦测 到最小(或较低)功率(例如，当接收器位于，或者接近灵敏度电平，例如，典 型地接近-110dBm，而接近-102dBm，原理上为热噪声电平)，就可以读取到 最大值。在此例子中，对于30dB窗口范围内的功率电平，超过最小值(例如， -110dBm)，适配率μ470就可以用于输出一个字(word)，该字与已侦测功率平方 根成反比例。对于低于上限功率电平，就可以读取适配率μ470的LUT的一个0 值。因此，该标准化LUT输出，然后就可以通过可编程增益μ而缩放，其中， 该可编程增益μ为LMS估计器提供适配率。

因此，现有技术美国专利US2008/0232268揭示了具有固定适配率增益的接 收器链。此处，US2008/0232268揭示了不能适应性典型的实际情况的机制，例 如，当接收信号可能在大范围内动态改变时(例如，从～-115dBm到~-80dBm)。 因此，US2008/0232268揭示的机制可以产生次优(suboptimum)效能。因此，在 上述一个例子中，提供一个新颖的适配率自动调整，以提供IMD2乘积的更精 确的消除。特别地，接收器架构揭示了在接收信号功率范围内缩放适配率增益 的机制。

示例接收器架构可以实现在无线通信单元中，该无线通信单元包含发送器 以及接收器，发送器用于处理基频信号，以产生用于无线传输的第一无线频率 信号，接收器用于接收第二无线频率信号，以及将该第二无线频率信号转换为 基频接收信号，其中，该接收器包含加和模块，用于将消除信号于基频接收信 号相加。无线通信单元进一步包含选择单元，该选择单元用于将发送器以及接 收器耦接到天线上，使得第一无线频率信号的已消除的部分引入到第二无线频 率信号中，以产生基频接收信号中的二阶互调失真成分。无线通信单元进一步 包含功率测量模块，该功率测量模块用预测量基频接收信号的通道上功率电平。 无线通信单元进一步包含适应性估计器模块，适应性估计器模块操作上耦接到 功率测量模块，以及该适应性估计器模块用于接收第一基频发送信号以及基频 接收信号，其中，该适应性估计器模块包含基频处理模块，基频处理模块用于 确定适配率，该适配率由适应性估计器模块使用，而产生基于基频接收信号的 已测量通道上功率电平的消除信号。参考图4的实施例，可见，专用系统472 作为了适应性估计器模块458的基频处理模块，用于确定适配率，以及图4的 实施例中，将适应性估计器模块458划分为两个模块，并不表示不可以将专用 系统472以及适配率μ470整合到适应性估计器模块458中。

作者为Qualcomm，2006年5月出版在IEEE，题目为“用于WCDMA的 Tx泄漏的集成LMS适应性滤波器(An integrated LMS adaptive filter ofTx leakage  for CDMA receiver front ends)”的论文提出了基于适应性干扰消除的连续时间模 拟系统解法。该文献提出了在功率放大器之后分接无线频率参考信号，以及提 出了在非线性下变频级之前移除任何发送泄漏，因此阻止产生IM2。虽然适应 性干扰消除的理论相同，但是该文献仍然存在经典的DC偏置、品质低的噪声指 数(noise figure)以及电流消耗等模拟问题。

现有技术焦点都集中在校正(calibrate)适应性IP2测量，而且对应该校正， 以解决限制接收器混频器二阶互调制乘积的重要问题。例如，现有技术给出了 如何调谐或者校准接收器RF前端电路以及装置的教导，以最大化IP2功率电平 以及因此最小化二阶互调制乘积。相反，本发明建议的技术提出了消除技术。

消除信号的时间校准(alignment)

由于模拟滤波器与它们的数字模型等价物之间的相位不匹配，可导致在实 际发送-接收IMD2路径与消除模型之间发生时间未校准。另外，由于未考虑任 何路径中的暂存器延迟，导致进一步的时间延迟不匹配。尽管IMD2-FIR滤波器 的自适应结构在某些情况下能够校正时间未校准，但其并不是补偿纯延迟或持 续阻延迟不匹配的最有效机制。举例来说，通过任意地增加滤波器的阶数，可 校正任意的未校准。然而，这种方法不仅使实际的滤波器本身以及自适应LMS 估计器的复杂度增加，并且延长了收敛时间。相应的，这里描述的实施例中包 括专用的时间校准模块，以校正时间未校准。

在一些实施例中，固定的可编程延迟线包含在消除路径以及实际发送或者 接收IMD2路径D₀中。沿着图4的消除路径包含延迟D₀，有的延迟线模块440 的延迟所描述，沿着实际发送-接收路径，覆盖了消除路径比实际延迟更长的可 能性(eventuality)。在图4中，延迟D₀表示为插入到接收器ADC-CIC以及IMD2 消除节点之间。

包含适应性IMD2FIR滤波器架构，以追踪滤波器错误建模，以及滤波器变 动，以及为未知时间误校准的有限范围进行校正。原理上，通过将滤波器阶数 扩展，可校正任意长度的时间误校准。尽管如此，假设这样的误校准由未知但 是固定的数字时间延迟所主导，而且仅需要校正一次，这样的方法(即，增加的 FIR的阶数)对硬件是没有效率的(hardware inefficient)。相反的，包含专用自调节 时间校准系统以用于此目的。

现在参考图7，第7图为实现固定延迟同步技术的自调节延迟机制的电路示 意图。为了补足固定延迟同步的不足，自调谐延迟机制700包含用于动态调整 具有的可编程延迟值以均等(equalise)路径延迟。来自两个路径的合成延 迟由加和逻辑735提供，通过整数/分数模块736以整数与分数的形式然后应用 到延迟线模块440上。

自调谐时间校准系统

基于固件或者硬件的实现或者基于软件/固件的调谐算法法，为基于峰值相 关理论的扩展。自调谐校准系统例子中的基本原理为基于下列事实：如果实际 输出与已估计输出之间的时间误校准为kT_s，其中T_s为共用隐含的(underlying)取 样周期，然后，互相关过程就在滞后k为最大值或者峰值。然后时间误校准可以 被量测到通过解析互相关值而得到足够精确的精准度，并且得到在滞后值为何 值时可以有最大值的互相关。尽管如此，该原理的传统应用可以导致硬件无效 实现，该硬件无效实现被认为随着适应性FIR滤波器阶数的增加而成本增加。 例如，为了解析在+/-2码片范围内，将误校准提高到比1/16th码片周期更好就 需要2x16x2乘加结构。

此处描述一替换实施例，该替换实施例只在4个滞后值估计交互相关性。 上述值然后组合(使用逻辑/函数模块728中的方程式[23])以提供误差类型函数， 该误差类型函数与时间误校准具有近似线性关系。错误函数然后用于驱动简单 数字控制器730，简单数字控制器730调整数字时间校准中的延迟线模块 440(延迟线模块440为可控延迟单元)的延迟，以最小化该误差。

更具体地，在本实施例中，假设时间误校准限制到+/-2码片的范围内，则 利用滞后值为+/-1码片以及+/-2码片的互相关(使用第一延迟，延迟460)结果就 有能力(使用两个延迟460)得到此范围的时间误校准。用于决定WCDMA幅度平 方信号以及带有延迟值+/-1以及+/-2的WCDMA幅度平方信号之间的互相关函 数分别都与SRRC滤波器714的脉冲响应有关，其中，SRRC滤波器714用于产 生WCDMA信号。以此方式，可清晰证明的最大或者峰值发生在误校准偏差为 0的情况，相当于时间偏差等于滞后落入(falls off)SRRC脉冲。

定义提前(advance)+1码片的正规化互相关为r_xy(1)，以及在1码片滞后或者 延迟为r_xy(-1)。更进一步，定义一个函数，该函数约略与在+/-1码片周期的窗口 内的时间误校准值成正比：

ε＝r_xy(-1)-r_xy(1)    [22]

误差函数在+/-1码片范围内表现良好，但是超过那个点就品质降低，最终， 在误校准接近+/-2码片时会得到错误符号。为了在+/-2码片范围内提高错误函数 精确性，一个实施例经过整合+/-2码片滞后(使用逻辑/函数模块728)的互相关函 数而修改误差方程式如下：

ε＝r_xy(-1)-r_xy(1)+r_xy(-2)-r_xy(2)    [23]

生成的误差函数符号，现在在+/-2码片误校准窗口范围内校正。以附加的 互相关滞后项(entries)为代价，可能进一步在任意窗口范围内提高误差函数对时 间误校准的线性关系。尽管如此，假设时间误校准限制在+/-2码片内，那么方 程式[23]的误差函数包括+/-2码片的滞后，而且方程式[23]的误差函数足够精确 以驱动随后的控制回路。

在此例子中，对应提前2个码片、提前1个码片、延迟1个码片以及延迟2 个码片，产生A²幅度平方信号444的4个已延迟信号然后，进入数字微分器716、 462、463以及466，即变数(variables)的矢量产生如方程式[24]：

{A²(n+2L)  A²(n+L)  A²(n-L)  A²(n-2L)}    [24]

其中：

n为当前索引以及

L为对应1码片周期的索引偏置。

实际上，假设在此例子中沿着消除路径的SRRC滤波器714实现为FIR形 式滤波器：

$A^2\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{c}_k{A}_i^2(n-k)---\left[25\right]$

其中：

为SRRC输入幅度平方信号以及

c_k为SRRC滤波器714的第k个系数，

已提前信号A²(n+2L)以及A²(n+L)的近似值可以从回归函数或者应用在 SRRC滤波器自身的延迟线而获得。

特别地，如果SRRC被指定在Lx码片速率运行，那么从延迟线的末端抽头 内部回归函数2L以及L，即产生提前信号 A²(n+2L)以及A²(n+L)的近似值。SRRC滤波器714的实际输出经过附加的延迟 单元而延迟，以产生已延迟或者已滞后(lagged)值A²(n-L)以及A²(n-2L)。依赖于 适应性IMD2-FIR滤波器的阶数，上述延迟460的延迟值已经可以从适应性FIR 回归函数延迟线获得。

幅度平方已回归矢量以及误差幅度的DC成分，在相关步骤之前通过数字微 分器722、462、463以及466移除，因为这样的偏置与时间误校准无关，而且 可以主宰相关结果，因此降低了整体精确性。标记x₂用作描述DC带拒(notched) 且提前2码片幅度平方信号，x₁为对应DC带拒且提前一个码片信号，x_-1为DC 带拒且延迟一个码片的信号，x_-2为DC带拒且延迟2个码片的信号。y用于描 述DC带拒幅度平方误差信号。

整数以及积分后清除(integrate-and-dump)函数/模块726、720、710以及706 然后应用到延迟项{x₂,x₁,x_-1,x_-2}以及y的每一者的乘积724、718、708以及704 上，以影响期望的相关运作。积分窗口长度N在一个例子中为可编程，而且可 以扩展到槽长度的可编程二进制分数范围内，其中，槽长度例如1/16th、1/8th、 1/4th、1/2、1以及2。

来自逻辑/函数模块728的方程式[23]中的误差函数然后，以积分及清除输 出速率从分别的互相关项而产生，然后应用到简单整数控制器730。

$\hat{d}\left(n\right)=\hat{d}(n-1)+{\mu }_Dϵ\left(n\right)---\left[26\right]$

其中：

为自调谐时间校准估计的校正或者更新值，以及

μ_D为适配率，该适配率与已侦测通道上功率一起缩放。

以相似方式使用图4的适配率μ470的步长，其中，适配率与通道上功率的 平方根成反比例缩放，控制方程式也可以根据通道上功率的平方根而缩放，如 前面所述。

延迟估计733加到可编程延迟估计734，以提供复合延迟，其中，复合 延迟在整数/分数模块736分解为整数以及分数成分，然后应用到延迟线模块 440的延迟。

在进一步的实施例中，限制方案可以用到估计限制在边界 内，其中，为延迟线的上限。在此例子中，扩展下边 界的一部分，则可沿着实际发送-接收IMD2路径增加策划(intentional)延迟D₀而获得，使得发送-接收延迟增加，而不是通过将减少到以下。在某些时间 情况下，例如在即时电话(live call)过程中，该实现较优地可编程为避免改变实际 发送或者延迟路径。

因此现有技术美国专利US2008/0232268揭示了可以选择滞后值以将消除信 号时间校准的峰值侦测器，其中，确定最大互相关值以校准两个信号。但是， 由于接收器内的模拟滤波器不确定性，这样的现有技术仅为群体延迟改变提供 粗略校正。因此，在一个例子中，已经描述了校正时间校准消除信号的新颖的 时间校准系统。特别地，描述了通过使用错误函数以及相关控制器的自调谐时 间校准系统，以适应由于接收器内模拟滤波器的不确定性引起的群组延迟改变， 以实现消除信号的时间校准。

示例自调谐时间校准系统可以在无线通信单元中实现，其中无线通信单元 包含发送器以及接收器，其中发送器用于处理第一基频发送信号，以产生用于 无线传输的第一无线频率信号，接收器用于接收第二无线频率信号，以及将该 第二无线频率信号转换为基频接收信号，其中，该接收器包含加和模块，该加 和模块用于将消除信号加到基频接收信号上。通信单元进一步包含选择单元， 选择单元用于将发送器以及接收器耦接到天线。第一无线频率信号的减少的部 分然后引入到第二无线频率信号，因此产生基频接收信号中的二阶互调失真成 分。通信单元进一步包含控制器模块，控制器模块用于实现第一基频发送信号 以及消除信号的每一者的至少一个抽头的互相关，以产生代表之间时间差的错 误信号。可控延迟单元操作上耦接到控制器模块以及用于使用错误信号以设定 时间延迟，该时间延迟用于第一基频发送信号、消除信号的一组中的至少一者。 其中，控制器实现为简单数字控制器730，简单数字控制器730控制延迟线模块 440。

虽然本发明已经参考无线通信单元中二阶互调失真消除能力一些方面进行 描述，其中，无线通信单元支持通用移动电信系统(Universal Mobile  Telecommunication System，UMTS)蜂窝通信系统，尤其对于3GPP系统的UMTS 陆地无线接入网络(Terrestrial Radio Access Network，UTRAN)，本发明不限于特 定蜂窝通信系统。可以预见的是，上述概念已经应用到任意无线通信系统或者 技术中。

现在参考图8，图8为本发明实施例中典型的计算系统800的结构示意图， 计算系统800可以用在本发明的实施例中实现信号处理功能。该类型的计算系 统可以用于接入点以及无线通信单元中。本领域技术人员可以了解，如何使用 其他计算系统或者架构实现本发明。计算系统800可以代表，例如桌上系统 (desktop)、便携式电脑(laptop)或者笔记本计算机、手持计算设备(PDA、手机、 掌上机等)，主机大型电脑(mainframe)、服务器(server)、客户端(client)或者其他 类型的对于给定的应用或者环境，可能为适合或者期望的专用或者通用计算装 置。计算系统800可以包含一个或者多个处理器，例如处理器804。处理器804 可以使用通用或者专用处理装置，例如，微处理器、微控制器或者其他控制模 块而实现。在此例子中，处理器804连接到总线802或者其他通信媒体。

计算系统800也包含主存储器808，例如随机存取存储器(RAM)或者其他动 态存储器，用于储存信息以及由处理器804执行的指令。主存储器808可以用 于储存临时变数或者其他由处理器804执行指令过程中的中间信息。计算系统 800可以类似地包含耦接到总线802的只读存储器(ROM)或者其他静态储存装 置，以储存静态信息以及处理器804执行的指令。

计算系统800也可以包含信息储存系统810，信息储存系统810包含，例如， 媒体驱动器812以及可移除储存接口820。媒体驱动器812可以包含一个驱动器 或者其他机制以支持固定或者可移除储存媒体，例如硬盘驱动器、软盘驱动器、 磁带驱动器、光碟驱动器、压缩碟(Compact Disc，CD)或者数字视频驱动器 (Digital Video Drive，DVD)读取或者写入驱动器(R或者RW)，或者其他可移除 或者固定媒体驱动器。储存媒体818可以包含，由媒体驱动器812读取以及写 入的例如，硬盘、软盘、磁带、光碟、CD或者DVD，或者其他固定或者可移 除媒体。如上述例子所述，储存媒体818可以包含具有特定计算机软件或者储 存数据的计算机可读储存媒体。

在替换实施例中，信息储存系统810可以包含其他类似的元件，以允许计 算机程序或者其他指令，或者数据装载在计算系统800中。这样的元件可以包 含，例如，可移除储存单元822以及接口820，例如程序盒式磁盘(cartridge)以 及盒式磁盘接口、可移除存储器(例如，快闪存储器或者其他可移除存储器模块) 以及存储器槽，以及其他允许软件以及数据被从可移除储存单元818传递到计 算系统800的可移除储存单元822以及接口820。

计算系统800也可以包含通信接口824。通信接口824可以用于允许软件以 及数据在计算系统800以及外部装置之间传递。通信接口824的例子，可以包 含数据机、网络接口(例如Ethernet或者其他NIC卡)、通信端口(例如通用串行 总线端)、PCMCIA槽以及卡等。通过通信接口824传送的软件以及数据可以通 过信号的形式，例如电、电磁以及光或者其他可被通信接口824接收的信号。 上述信号通过通道828提供给通信接口824。通道828可以承载信号，而且可以 使用无线媒体而实现，其中无线媒体可以为线(wire)或者电缆(cable)、光纤(fiber  optics)或者其他通信媒体。通道的一些例子包含电话线、蜂窝电话链路、RF链 路、网络接口、局域或者广域网，以及其他通信通道。

在此文献中，‘计算机程序产品’以及‘计算机可读媒体’以及其他类似的 词可以用于通常称媒体，例如，存储器808、储存装置818或者储存单元822。 上述以及其他计算机可读媒体可以储存由处理器804所使用的一个或者多个指 令，以使得处理器实施804特定运作。这样的指令一般称作‘计算机程序代码’ (可以分组为计算机程式或者其他组)，当被执行时，则启动计算系统800以执行 本发明的实施例的功能。请注意，代码可以直接引起处理器804实施特定运作， 因为处理器804被编译为这样做，以及/或者与其他软件、硬件以及/或者固件单 元组合(例如，实施标准函数库)以这样做。

在一个实施例中，使用软件实现单元的情况下，软件可以储存在计算机可 读媒体中，然后使用例如可移除储存驱动器822、驱动器812或者通信接口824 装载到计算系统800中。控制模块(在此例子中，软件指令或者计算机程序代码)， 当由处理器804执行时，使得处理器804实施本发明所述的功能。

特别地，前述发明的概念可以由半导体制造商用到任何包含收发模块的集 成电路中，例如，MediaTek^TM MT6162收发器IC族，以及MediaTek^TM MT6573 以及MT6276基频处理器族。

进一步说，本发明的概念可以用在专用集成电路(Application-Specific  Integrated Circuit，ASIC)以及/或者任何其他子系统单元或者一个或者多个电路 中。

可以了解的是，为了清楚说明，本发明的上述实施例的描述参考不同功能 单元以及处理器进行。尽管如此，在不同功能单元或者处理器之间适当分配功 能是很明显的，例如，波束成形或者光束扫描模块可以不偏离本发明的精神情 况下使用。例如，所述功能可以由分开的处理器而实施，或者控制器可以由同 样的处理器或者控制器实施。此处，参考特定功能单元只是为了提供描述功能 的适当方法，而不是表示严格的逻辑上或者实体上的架构或者组织。

本发明的一些方面可以任何适当的形式，包含硬件、软件以及固件或者上 述几者的任何组合实现。本发明可以选择性地实现，至少一部分，因为计算机 软件在一个或者多个数据处理器以及/或者数字信号处理器或者可配置模块元件 (例如FPGA装置)上运行。因此，本发明的实施例的元件或者单元可以实体上、 功能上以及逻辑上以任何适当方式实现。确实，功能可以单一单元、多个单元， 或者其他功能单元的一部分而实现。

虽然本发明已经联系多个实施例进行描述，但是这并不代表本发明局限于 特定形式。相反，本发明的保护范围由权利要求书决定。而且，虽然本发明的 一些特点可能参考特定实施例而描述，但是所属领域技术人员可以了解，所述 实施例的多个特点可以根据本发明而组合起来。在权利要求书中，术语‘包含’ 不排除其他单元或者步骤的存在。

进一步说，虽然分开列出了多个手段、单元或者方法步骤，但是多个手段、 单元或者方法步骤可以例如，由单一单元或者处理器实现。而且，虽然分开的 技术特征可能包含在不同的权利要求项中，这些可能组合起来更为有利，而且 不同权利要求项包含的技术特征并不代表，上述技术特征的组合就没有意义以 及/或者没有优势。而且，在一类权利要求中的技术特征不意味着对此类权利要 求的限制，相反，如果可以的话技术特征可以等效地用于其他类型权利要求中。

进一步说，在权利要求中没有暗示其中的技术特征实施的任何特定顺序， 而且方法项中独立的步骤的特定顺序也不代表上述步骤就只能按此顺序实施。 进一步说，上述步骤可以任何适当的顺序实现。此外，单数没有排除多数的含 意。因此，‘一’、‘一个’、‘第一’、‘第二’也不排除多数的情况。

因此，参考现有技术，本发明提供了改进的集成电路、通信单元以及方法， 大致上克服了现有技术的前述缺陷。