印刷电路板、确定电流空间矢量的方法、转换器、印刷电路板和转换器结构系列

摘要

本发明涉及一种用于确定电流空间矢量的方法，所述方法特别是应用在控制和/或调节方法中，所述方法用于以脉宽调制方式运行的转换器，该转换器包含信号电子装置、功率输出级以及用于对相应的电流进行采样的单元，该功率输出级具有功率开关，所述功率开关布置在三个各自具有上支路、下支路的半桥中，所述用于采样的单元布置在所述半桥的三个上或下支路中，其中，所述用于采样的单元以选择性的不同增益运行。

说明书

技术领域

本发明涉及印刷电路板、用于确定电流空间矢量的方法、转换器、印刷电路板和转换器结构系列。

背景技术

在输出电压侧以脉宽调制方式运行的、数字式调节的转换器中，为了达到足够的调节质量，需在一个脉宽调制周期中确定如下的电流空间矢量，该电流空气矢量与实际存在的电流空间矢量在这个脉宽调制周期上形成的平均值相对应。在感应负载的情况下、比如特别是在电机的情况下经脉宽调制的输出电压引起所谓的电流纹波。对电流空间矢量的确定必须不受电流纹波的影响。在一些现有技术背景下的转换器中，电流传感器布置在通向电机的引线中，由此产生连续的电流信号，该电流信号通过模拟滤波器除去电流纹波然后可被用于调节。

从Nguyen Phung Quang和Dittrich的著作：“Praxis der feldorientierten Drehstromantriebsregelungen”1999年第二版、110-113页中已知以脉宽调制方式运行的转换器，其中借助三个(图5.1)或者也可以仅借助两个(图5.3、5.5、5.6、5.9、5.11)在输出支路中电位分离的电流传感器进行电流检测。在此，由所述电流测量值确定具有两个自由度的电流空间矢量(图5.3、5.5、5.6、5.9、5.11)。另外在第76至77页指出，为了在无谐波、即无电流纹波的情况下检测电机电流的基波，在一适当时刻检测电流测量值。在此，将基波的偏差称作差电流空间矢量。然后，在差电流空间矢量的过零点检测电流测量值。这种已知的转换器的缺点是，需要至少两个昂贵的、电位分离的电流测量单元。

由DE 196 81 189T1已知一种以脉宽调制方式运行的转换器，该转换器具有中间电路(耦合回路)电容器(图1、标记3)和一与其连接的输出级，该输出级仅包含一个用于检测中间电路电流的电流传感器。因此，根据输出电压空间矢量的角度，电流检测包含关于各相电流的信息或各相电流之和的信息。其缺点是，在输出电压空间矢量的特定角度下不能令人满意地确定电流空间矢量。

由“Francesco Parasiliti，‘Low cost current Sensing in DSP Based Drives’，Industrial Electronics，1999，ISIE’99，Proceedings of the IEEE，Volume 3，1999，International Symposium，Volume 3，1999”已知一种转换器，在该转换器中，在所有的半桥下支路中都设有分流电阻作为用于检测相应电流的单元。检测所有三个电流测量值，其中测量触发处在脉宽调制周期内的存在离散的开关状态(000)、即零矢量V₀的时间段的时间中点(1287页、左列和图7)。在具体实施中，由于考虑时滞(延时)、信号持续时间等而存在与该中点的较小时间偏差。然后，由相关的测量值确定电流空间矢量。而其缺点是，在六边形的阴影区域内(1287页，左列、最后一段和图8)不能确定电流空间矢量或仅能不精确地确定电流空间矢量，因为在该阴影区域内或者不使用零矢量或者仅非常短暂地使用零矢量。也就是说，如果不存在零矢量或零矢量非常短暂，则自然在一相中不存在电流测量信号或仅非常短暂地存在电流测量信号，该电流测量信号因此不能用于分析处理或仅能不精确地用于分析处理。由此，对于在一个脉宽调制周期上取平均的输出电压空间矢量来自阴影区域(1287页，图8)的情况，至少一个电流测量值失真。

由US 5 815 391中已知一种转换器，在该转换器中在所有的半桥下支路中都设有用于检测相应电流的单元(图2A)。在相关的表格(图2B)中指出：相A中的电流可可根据开关状态测量出(例如第一行：可测量)或者可由两个另外的电流测量值计算出(第五行：可计算)。但如果断开相A的下开关和另一下开关，则不能确定相A的电流测量值。在该文献中，这样的开关状态标示为在相A中“未知”。

上述表2B和所述的问题涉及到开关状态、即转换器的相应的瞬间状态。上述表2B仅涉及到相A。但对于相B和C可列出相关的表。对此可简单地看出，在一些开关状态、即(111)、(110)、(101)、(011)中，不能确定电流测量值或仅能确定一个电流测量值，因此对于这样的瞬间状态绝对不能确定电流空间矢量。因此，由US 5815391中不能得出，怎样确定一与实际存在的电流空间矢量的在一个脉宽调制周期上形成的平均值相对应的电流空间矢量。特别是没有指出，怎样使电流空间矢量不会由于电流纹波而失真。

在脉宽调制周期内“已知”的开关状态的持续时间取决于如下因素：脉宽调制的载波频率以及脉宽调制的方式方法。如果“已知”开关状态的持续时间过短，则不能确定电流空间矢量。

与脉宽调制方法相同，在该文献中没有详细阐述、但技术人员很显而易见的是，该文献教导：这个“未知”状态存在问题。在第一列、40-44行提到“反向计算”，但没有对其进行可实施的描述。该文献对技术人员教导，通过根据图5和6在半桥的上、下支路中都使用测量单元、特别是无电位的测量单元、比如Rogowski线圈或类似元件，能够回避“未知”状态的问题。通过适当地组合测量信号、特别是将上、下测量单元的测量信号相加，实现了连续的电流测量信号并且“未知”状态不再存在问题。

US 5 815 391的教导，即在半桥的上、下支路中都使用测量单元，也可以应用于上述的IEEE文献。通过这种方式可以毫无问题并准确地实施在该文献的阴影区域内的电流测量。但必须设置复杂的测量单元，该测量单元特别是为克服势垒而很昂贵。这种解决方案是非常复杂并且昂贵的。

发明内容

因此本发明的目的基于，改进转换器以使能够放弃尽可能多的昂贵部件，特别是在大量生产的情况下实现低成本的制造并且仍然能实施确定电流空间矢量的方法。

根据本发明，所述目的在印刷电路板方面按照权利要求1给出的特征来实现，在用于确定电流空间矢量的方法方面按照在权利要求3、12或13中给出的特征来实现，在转换器方面按照在权利要求9中给出的特征来实现，在结构系列方面按照在权利要求14中给出的特征来实现。

在用于确定电流空间矢量的方法方面，本发明的主要特征是：

所述方法特别是应用在控制和/或调节方法中，

所述方法用于以脉宽调制方式运行的转换器，该转换器包含信号电子装置、功率输出级/功率终级(Leistungsendstufe)以及用于对相应电流进行采样的单元，该功率输出级具有功率开关，所述功率开关布置在三个各自具有上、下支路的半桥中，所述用于采样的单元布置在所述半桥的三个上支路或下支路中，

其中，所述用于采样的单元以选择性的不同增益(放大率)运行。

其中，所述用于采样的单元以选择性的不同增益运行。

其优点是，在运行中可以按需求改变增益、进而使电流分辨率相应匹配于运行状态。替代地，也可以在使用第一类功率开关和/或分流电阻的情况下激活并使用第一增益，而在使用第二类功率开关和/或分流电阻的情况下激活并使用第二增益。因此，在结构系列中，即使使用不同的功率开关也能够始终使用相同的、具有电流检测装置的测量放大器电路的电子控制装置。

在一种优选设计方案中，所述单元各自包含一个放大器电路，能选择性地使所述放大器电路各自的增益具有不同的值。其优点是，增益按上述要求具有相应匹配的值。

特别是，所述单元各自包含两个放大器电路，所述两个放大器电路能选择性地运行，所述两个放大器电路各自的增益不同。

在一种优选设计方案中，在进行控制与调节方法期间对所述增益进行变换，特别是用以在电流检测中达到更好的分辨率。其优点是，能按运行状态选择适当的分辨率。

在一种优选设计方案中，在不同的功率开关中使用相同的用于采样的单元，其中所述开关能应用于不同的最大允许电流或功率。其优点是，能在使用部件数量较低、进而仓储成本较低的情况下实现转换器的更大的可变性。

在一种优选设计方案中，在改变分配给一相应相的电流检测的增益之后，才确定分配给所述相应相的电流检测的增益和/或偏差，然后考虑该增益和/或偏差。其优点是，可以改善电流检测、进而可以无干扰地进行转换。此外，可以以相同方式实施相电流的电流检测、进而可以实现改善的调节性能。

在一种优选设计方案中，为了确定增益而在相应的电桥支路中馈入并确定电流。其优点是，规定一确定的电流，因此能够以相同方式确定在分配给各相的不同电桥支路中的增益。

转换器、特别是以脉宽调制方式运行的转换器的主要特征是：所述转换器包含信号电子装置、功率输出级以及用于对相应电流进行采样的单元，该功率输出级具有功率开关，所述功率开关布置在三个各自具有上、下支路的半桥中，所述用于采样的单元布置在所述半桥的三个上支路或下支路中，

其中，所述用于采样的单元能根据一选择单元的状态以不同的增益运行。

特别是，每个所述单元包含至少两个放大器电路，其中仅使相应的一个运行。其优点是，可以多次使用硬件部分、比如具有信号电子装置的印刷电路板，该信号电子装置包含电流检测装置的测量放大器，即所述硬件部分可以应用在功率半导体开关的不同功率级中。因此，能以较低的部件数量实现较高的可变性。

在一种优选设计方案中，所述选择单元设计成选择开关或其它以硬件实现的单元。其优点是，所述开关可以简单地实现。

在一种优选设计方案中，选择单元设计成参数值或其它以软件实现的单元。其优点是不需要附加硬件。

印刷电路板的主要特征是，其设置用于转换器，该转换器包括电子控制装置，其中，该印刷电路板至少包含用于电流检测的单元，其中，所述单元分别具有至少两个测量放大器电路，其中，仅将所述测量放大器电路中的一个的输出作为检测的电流值输入所述转换器的电子控制装置。

其优点是，印刷电路板可以用于不同种类的功率电子装置，特别是不同功率等级的功率电子装置。

印刷电路板的主要特征是，其设置用于转换器，该转换器包括电子控制装置，其中，该印刷电路板至少包含用于电流检测的单元，其中，所述单元分别具有一测量放大器电路，所述测量放大器电路能转换到至少两个测量增益，其中设有从电子控制装置到测量放大器电路的控制导线用以驱控所述转换。

其优点是，在运行中、也就是在进行调节方法时可变换增益、从而可以改变电流检测的分辨率并使之适应相应的需求。因此，在一专门选出的工作范围内可改善调节。

转换器结构系列的主要特征是，该结构系列至少包含转换器的第一变体和第二变体，其中，所述各变体至少是最大允许的名义功率不同，其中，在所有变体中设置相同的印刷电路板，所述印刷电路板至少包含电流检测装置的测量放大器电路，其中，给每个电流检测装置分配两个测量放大器电路，其中，仅将所述测量放大器电路中的一个的输出作为检测的电流值输入所述转换器的电子控制装置。

其优点是，在结构系列中能以较低的部件数目实现较高的可变性。

转换器结构系列的主要特征在于，该结构系列至少包含转换器的第一变体和第二变体，其中所述各变体至少是最大允许的名义功率不同，其中，在所有变体中设置相同的印刷电路板，所述印刷电路板至少包含电流检测装置的测量放大器电路，其中，给每个电流检测装置分配一个测量放大器电路，所述测量放大器电路能变换到至少两个测量增益，其中，设有从电子控制装置到测量放大器电路的控制导线用以驱控所述变换。

其优点是，在运行中、也就是进行调节方法时能够进行变换。

在一种优选设计方案中，为了确定测量增益而在每相中馈入同样大小的电流、然后确定该电流，并从中确定属于相应相的测量增益。其优点是，可规定一确定的电流并能从中确定增益，特别是对于所有电流相位以相同的方式进行。

在一种优选设计方案中，为了对分配给各相的电流检测进行偏差确定，特别是在确定相应的测量增益之前，在一断开的电桥支路中检测电流。其优点是，改善增益的确定并且以较高精度确定增益。

在一种优选设计方案中，在每相中馈入同样大小的电流，然后确定该电流，从中确定属于各相的测量增益。

其优点是，可以均衡、特别是适配所检测的电流值。因此可以对所有三相以相同方式进行电流检测。这样，所检测的电流不会失真。如果例如出现大小恒定的电流矢量，则在检测三个相电流后电流空间矢量的再现不会失真，也就是能够不依赖角位置、以相同方式实现。

在一种优选设计方案中，为了对分配给各相的电流检测进行偏差确定，特别在确定相应测量增益之前、在一断开的电桥支路中检测电流。其优点是，可以从测量结果中减去偏差、从而能够进一步改善电流检测。在这种情况下，能够非常准确地检测电流空间矢量，其中，电流空间矢量的数值与保持未知的测量增益的绝对值相关。但利用本发明能够在角度方面不失真地确定电流空间矢量，甚至还可以无偏差地确定电流空间矢量。通过这种方式使转换器调节的转矩模型求值(Modellwertbildung)非常好并且显著改善调节性能、比如调节质量。

在一种优选设计方案中，如下地设计具有包含电桥支路的输出级的转换器：

-在第一步骤中，至少断开分配给第一相的上电桥支路和相关的下电桥支路，接通分配给第二相的上电桥支路和分配给第三相的下电桥支路，特别是由此，特别是在馈入恒定电流时长的时间段中，馈入单极电流，

-至少在接通的、具有用于电流采样的单元的电桥支路中确定至少一个电流采样值，并从中确定并考虑分配给所述接通的电桥支路的、用于电流检测的当前测量值增益，

-在第二步骤和第三步骤中重复第一步骤，其中循环地更换分配给三相的电桥支路。

其优点是，能够特别是在较短的时间内，在除电流检测必须的单元外无附加装置的情况下简单、快速地平衡各相中的测量增益。在此，通过施加一电压仅在达到稳定的起振状态的时间中馈入电流。因此，为实施本发明仅需附加的软件。

在一种优选设计方案中，在上述第一、第二和第三步骤后，在相应的中间步骤中，代替相应接通的上电桥支路，接通同一相的相关的下电桥支路，代替相应接通的下电桥支路，接通上电桥支路，特别是由此使馈入的电流方向相反。特别是，相应的中间步骤不是直接设在第一、第二和第三步骤后，在第一步骤后是一中间步骤，同样在第二步骤后是一相应的中间步骤，同样在第三步骤后是一相应的中间步骤。其优点是，使馈入的电流改变极性，进而可以实施无转矩地确定测量增益。

在一种优选设计方案中，为调节方法使用所检测的电流测量值除以分配给相应相的测量增益(所得的商)作为相应相的电流测量值，所述商特别是称为标准化的电流测量值。其优点是，能够简单地实现各相测量增益的彼此均衡。

在一种优选设计方案中，为了对分配给各相的电流检测进行偏差确定，特别是在确定相应的测量增益之前，在一断开的电桥支路中检测电流。其优点是，可以特别简单地确定该偏差。

在一种优选设计方案中，

-为了驱控半桥，在一具有脉宽调制周期的时长的时间段内如此产生一脉冲模式：即在处于脉宽调制周期内的第一采样时刻，相应地至少断开配备有用于对电流进行采样的单元的上电桥支路或下电桥支路，

-在断开的具有用于对电流进行采样的单元的电桥支路中，确定至少一个电流采样值，并从中确定和考虑电流检测的当前偏差值，

-根据平均输出电压空间矢量以不同方式选择断开的电桥支路，并从电流采样值中确定出电流空间矢量，其中通过三个输出相的在一个脉宽调制周期上平均的输出电位的差确定平均输出电压空间矢量。

其优点是，可以简单地在转换器中确定偏差。

在一种优选设计方案中，

-为了驱控半桥，在一具有脉宽调制周期的时长的时间段内如此产生一对称的脉冲模式：在另一处于脉宽调制周期中点的采样时刻，分别接通配备有用于对电流进行采样的单元的三个上电桥支路中的一对或三个下电桥支路中的一对，

-在配备有用于对电流进行采样的单元的两个接通的电桥支路的每一个中都确定至少一个电流采样值，

-根据平均输出电压空间矢量，以不同方式选择所接通的电桥支路对，

-由电流采样值确定电流空间矢量，其中通过三个输出相的在一个脉宽调制周期上平均的输出电位的差确定平均输出电压空间矢量。

特别是

-为了驱控半桥，在一具有脉宽调制周期的时长的时间段内如此产生一脉冲模式：即在处于脉宽调制周期内的第一采样时刻，相应地至少断开配备有用于对电流进行采样的单元的上电桥支路或下电桥支路，

-在断开的具有用于对电流进行采样的单元的电桥支路中，确定至少一个电流采样值，并从中确定和考虑电流检测的当前偏差值，

-根据平均输出电压空间矢量以不同方式选择断开的电桥支路，

-从电流采样值中确定出电流空间矢量，其中通过三个输出相的在一个脉宽调制周期上平均的输出电位的差确定平均输出电压空间矢量。

其优点是，确定当前偏差值，从而能够无偏差地检测电流，由此可以实现转换器的更好的调节性能。即使在出现测量放大器偏差值的可能温度漂移的情况下，也能够确定出一当前始终有效的值。因为在常规的工业运行方式中该漂移具有一表征性的时间常数，该时间常数大于与在1kHz到100kHz范围内的脉宽调制频率相对应的脉宽调制周期，所以不必在每个脉宽调制周期内确定一偏差值，以较大的时间间隔确定该偏差值就足够了。此外，在本发明中无需采样保持电路，但仍能检测多相的电流测量值并且仅须使用一个模数转换器。

因为在所述的具有布置在所有三个半桥下支路中的用于检测相应电流的单元的变体中，一直不使用如下的相：在该相中相应的脉宽调制信号短于处于LOW(低电平)状态的最小持续时间，所以在使用适当的脉宽调制方法、特别是对称的脉宽调制方法的情况下保证可靠地确定电流空间矢量。在此，在相应的LOW状态下接通下功率开关、断开上功率开关。在HIGH(高电平)状态下情况相反。

此外，能放弃尽可能多的昂贵部件，特别是电位分离的电流传感器/电流敏感器件，其原因是不是在输出支路中测量电流，而是在半桥的下支路或上支路中测量电流。在批量生产的情况下可以实现低成本制造。

特别是，利用三个用于电流检测的单元中的两个单元、在脉宽调制周期内并非同时地检测相关的电流采样值，和/或并非同时地实施相关的测量触发。其优点是，可在转换器中使用仅具有一个模数转换器而不具有附加的采样保持电路的微控制器，即不具有设置在微控制器外的采样保持电路。

特别是，利用两个单元中的至少一个在每个脉宽调制周期中多于一次地检测电流采样值，和/或在一个脉宽调制周期内设有多于一个测量触发。

特别是，利用两个单元中的第一单元在每个脉宽调制周期中刚好检测二次电流采样值，而这两个单元中的第二单元的测量触发处在脉宽调制周期的中点处。有利地，两个单元中的第一单元的两个测量触发有利地相对于脉宽调制周期的中点等间距，也就是说从第一单元的第一测量触发到第二单元的第一测量触发的时间间隔与第二单元的该测量触发到第一单元的第二测量触发的时间间隔大小相等，而第二单元的所述测量触发处于脉宽调制周期的中点。

在具有布置在所有三个半桥下支路中的用于检测相应电流的单元的变体中，脉宽调制周期的中点是相应LOW状态的时间中点。在该状态中，在用于检测相应电流的单元上存在电流测量信号。

来自与两个上述单元相关的相的电流测量值便足以确定电流空间矢量。始终获得所述两个单元的全部三个电流测量值，因为使用有利的脉宽调制方法、如对称的脉宽调制方法，并且输出电压空间矢量被限制在六边形的内圆上。这例如意味着，在整个脉宽调制周期上一直不会出现六边形的角向量。

为了使电流空间矢量不受由脉宽调制引起的电流纹波的影响，必须在适当的时刻进行测量触发。对此有利的是，使两个单元的测量触发时刻同时位于脉宽调制周期的中点。但是，这样便需要两个A/D转换器或者是需要外部的采样保持电路，这是很昂贵的。所以使第一单元实施两个在时间上错开的测量触发。使第二单元的测量触发时刻处在脉宽调制周期的中点。第一单元的两个测量触发时刻与脉宽调制周期的中点相距相同的时间间隔。因此，通过形成平均值并且由于电流纹波对称，该电流纹波由于对称的脉宽调制方法而关于脉宽调制周期的中点对称，在应用第一单元的情况下确定一电流测量值，该电流测量值等于利用第一单元可在脉宽调制周期的中点时刻测出的电流测量值。

特别是，为每个脉宽调制周期确定电流空间矢量。其优点是，即使在较小的脉宽调制频率下也能够尽可能频繁地确定电流空间矢量，以改善转换器的调节方法的调节质量。

在一种优选实施方式中，第一采样时刻位于脉宽调制周期的中点或者处于相应电桥支路断开的时间段的中点。因此，在上述时间段内出现的电流有利地被衰减并且不再存在剩余电流。

在一种优选实施方式中，在相应的一个时间段内存在多个第一采样时刻，使用所检测的电流测量值的平均值来确定偏差值。其优点是，通过一多路(复用)器可以仅由一个模数转换器来检测所述测量值，该转换器可以在时间上依次地检测不同电桥支路的电流测量值。

在一种优选实施方式中，在另一断开的电桥支路中，在第一采样时刻前、后时间对称地检测电流采样值以确定偏差值。其优点是，不同的断开电桥支路的检测值基本上相当于时间同步地检测的情况。

在一种优选实施方式中，在下中间电路电位上形成电流测量信号，其中，由电流采样值来确定分配给各半桥的电流测量值，所述电流采样值由电流测量信号导出。特别是，包含转换器的控制与调节装置的信号电子装置的参考电位与在其上形成电流测量信号的参考电位/基准电位相当。其优点是，可以省去用于电位分离的光耦合器。信号电子装置的参考电位同样具有下中间电路电位。其主要优点是，可以由信号电子装置产生半桥中的下功率开关的驱控信号，而不会出现需要复杂电位分离的较高电压间隔。仅上功率开关的驱控信号必须通过光耦合器或其它的电位分离装置来驱控。由此，特别是在不与传感器(如转速传感器或位置传感器)或其它电位分离装置相连接的转换器中，可以实现节约成本并降低部件数量的主要措施。

有利地，可使用(大)功率半导体开关、如npn型的IGBT作为半桥中的下功率开关，该功率半导体开关可以由控制电压来驱控，该控制电压具有下中间电路电位作为参考电位。

在使用补偿式的功率半导体开关、如pnp型IGBT的情况下，应选择上中间电路电位作为用于电流测量和用于信号电子装置的参考电位并且相应地构造转换器。

在一种优选实施方式中，与输出电压空间矢量的角度相关但与脉宽调制模式无关地以不同方式选择所述对。其优点是，在编程技术方面的实现特别简单。

在另一实施方式中，代替一个脉宽调制周期，使用两个或多个脉宽调制周期的时间段。其优点是，即使在较高的开关频率下也能确定电流空间矢量。在此虽然存在轻微的失真，但这种失真在较高的开关频率下是很小的。

在脉宽调制周期的中点进行利用第一电流测量单元、即用于检测电流的单元检测电流采样值的检测。特别是，利用两个电流测量单元中的第二单元，在利用第一电流测量单元检测电流采样值的检测前、后对称地检测第一、第二相关的电流采样值。其优点是，仅利用一个模数转换器便能在无外部的采样保持电路的情况下确定电流测量值，该电流测量值不会由于脉宽调制引起的电流纹波而失真。因此，可特别简单地以低计算成本来确定电流测量值。

在使用附加的外部采样保持电路的情况下，可以利用三个用于检测电流的单元中的两个单元同时检测相关的电流采样值和/或同时实施相关的测量触发。特别是在脉冲调制周期的中点实施测量触发。其优点是，电流测量值的确定特别简单并且不存在由电流纹波引起的失真。

在另一种优选实施方式中，利用两个用于检测电流的单元中的第一单元对相关的电流采样值的检测，在对与用于检测电流的第二单元相关的电流采样值的检测之后至少一个脉宽调制周期。特别是，属于两个用于电流检测的单元的测量触发处在不同的脉宽调制周期中。其优点是，即使在高开关频率下也能在仅使用一个模数转换器并且无附加的采样保持电路的情况下确定电流空间矢量，特别是不会由于电流纹波引起失真。

在一种优选实施方式中，在每个脉宽调制周期中多于一次地检测所述对中的第一电流采样值，并且由所检测的值形成一根据各检测的时刻插值得到的值和/或形成平均值。特别是，在所述对中属于第二半桥的第二电流采样值的前、后，检测所述对中属于第一半桥的第一电流采样值。其优点是，通过插值或取平均值能以较高的精度确定一虚拟的电流测量值，该虚拟的电流测量值与另外检测的电流采样值同时存在。

在一种优选实施方式中，所检测的电流空间矢量相当于电流空间矢量在一个脉宽调制周期上的平均值。其优点是，由于脉宽调制而存在的电流纹波不会使结果失真、因此也不会使调节方法出错。

在如下的转换器方面：所述转换器包含信号电子装置和功率输出级，该功率输出级具有功率开关，所述功率开关布置在三个各自具有上、下支路的半桥中，该转换器以脉宽调制方式运行，本发明的主要特征是：

-或者在半桥的所有三个下支路中、或者在半桥的所有三个上支路中设有用于检测相应电流的单元，

-由所述三个用于检测电流的单元检测的电流测量信号经一多路器被输入和/或能被输入仅一个模数转换器。

其优点是，可以省去昂贵的电位分离单元并能降低转换器的结构空间。

在一种优选实施方式中，用于电流检测的单元包含电阻、特别是分流电阻。其优点是，电流检测装置的成本极低。

在一种优选实施方式中，用于电流检测的单元在半桥中布置成，或者与上中间电路电位相连接或者与下中间电路电位相连接。其优点是，可以省去用于电位分离的单元。在另一种优选实施方式中，信号电子装置具有一参考电位，该参考电位也是用于电流检测的单元的参考电位。如果这个参考电位为Uz-，则可以省去用于对半桥的下功率开关的驱控信号进行电位分离的单元。如果这个参考电位为Uz+，则可以省去用于对半桥的上功率开关的驱控信号进行电位分离的单元。

在一种优选实施方式中，信号电子装置具有一参考电位，该参考电位也是用于电流检测的单元的参考电位。其优点是，可以省去昂贵的电位分离单元。因为，如果用于电流检测的单元设置在电机的馈电线中，则需要昂贵的电位分离单元。

在一种优选实施方式中，借助多路器和/或开关可将各用于电流检测的单元分配给唯一一个模数转换器。其优点是，特别是通过省去另外的模数转换器，可以低成本地实施转换器。

原则上也可以，为用于电流检测的单元配设多于一个模数转换器。其优点是，在使用适当布置的多路器的情况下，可给相应选出的用于电流检测的单元对分配例如两个模数转换器，并可省去附加的采样保持电路。特别是给每个用于电流检测的单元各分配一个模数转换器。其优点是，不需要附加的采样保持电路并且可以保证同步检测电流采样值。优选地，也可以在每个用于电流检测的单元与相关的模数转换器之间各设置一个采样保持电路。其优点是，可以在没有电流纹波引起的失真的情况下确定电流空间矢量，并且一个模数转换器就足够了。另外优选地，信号电子装置可以具有一微控制器和一采样保持电路，该微控制器具有一个模数转换器，而该采样保持电路不包含在该微控制器中，也就是说该采样保持电路是附加的外部采样保持电路。其优点是，可使用仅包含一个模数转换器的经济的微控制器。

在一种优选实施方式中，信号电子装置包含一用于产生用于功率开关的脉宽调制控制信号的单元，该信号电子装置具有一参考电位，该参考电位也是用于电流检测的单元的参考电位。其优点是，可以省去用于电位分离的单元。

在一有利的实施方式中，借助多路器和/或开关可将各用于电流检测的单元分配给唯一一个模数转换器。因此，可以放弃昂贵的另外的模数转换器。

在另一有利的实施方式中，主要特征是，

-或者在半桥的所有三个下支路中、或者在半桥的所有三个上支路中设有用于检测相应电流的单元，

-脉宽调制频率大于最低频率，

-在具有两个脉宽调制周期时长的时间段内，利用三个用于电流检测的单元中的两个单元分别确定至少一个相关的电流采样值，在这两个脉宽调制周期中输出同一平均的输出电压空间矢量，

-利用所述对中的第一单元在两个脉宽调制周期中的第一周期的中点检测第一电流采样值，利用所述对中的第二单元在第二、即下一个脉宽调制周期的中点检测相关的电流采样值，

-由利用所述单元对确定的电流采样值形成一电流空间矢量或者形成在输出支路中的电流值，其特别是用在控制和/或调节方法中，

-根据平均的输出电压空间矢量以不同方式选择所述单元对，

-其中通过在一个脉宽调制周期上平均的三个输出相的输出电位之差来确定所述的平均输出电压空间矢量。

其优点是，即使脉宽调制频率很高，一个模数转换器也便足够，而无需外部的采样保持电路。在低于例如为10kHz的最低频率时，可以转换到前面描述的方法。因此，甚至在所有脉宽调制频率下都是有优势的。

其它有利的设计方案由从属权利要求得出。

附图标记列表

1控制调节装置

21采样保持电路

22微控制器

23多路器

下面根据附图详细阐述本发明：

在图1中针对三相转换器示意性示出一功率输出级。其中通过六个开关符号S_Ro、S_So、S_To、S_Ru、S_Su和S_Tu表示具有自己的自振荡二极管/空转二极管的功率开关。在半桥的下支路中设有分流电阻R_R、R_S和R_T作为用于电流检测的单元。因此这些分流电阻与下参考电位U_Z-连接，该下参考电位同时也是转换器的包含控制调节装置1的信号电子装置的参考电位。转换器的电机侧输出电位是U_R、U_S和U_T；电机电流以I_R、I_S和I_T表示。

所述电阻与放大器电路V_R、V_S和V_T连接，所述放大器电路分别在输出侧产生一电流测量信号I_RM、I_SM和I_TM。在图1和2中，给每相分别配设一放大器电路并且图示示出。而根据本发明，所述放大器电路中的每一个在硬件上都由两个可选择使用的放大器电路实现，所述两个可选择使用的放大器电路并联并且具有不同强度的增益。替代地，也可以将每个放大器电路都实施成具有可切换增益。

根据本发明，能够选择放大器电路的增益。通过这种方式能够分别为转换器的不同功率等级使用不同实施方式的整个电子控制装置，所述转换器与其功率等级相应的具有不同的、带有开关S的逆变器级。针对不同大小的最大允许电流和/或功率来配置开关S。

如果为不同的功率等级使用不同的开关，进而产生大小不同的电流，则可以相应地选择测量增益，使得能够使用例如同一分流电阻或至少是分流电阻值。通过这种方式仅使功率部分、包含逆变器的开关在内匹配于功率等级。

转换器可以利用印刷电路板实施，该印刷电路板包含电流检测装置的测量放大器电路。因此，该印刷电路板也可以被放入多种转换器中，这些转换器的名义功率不同，进而具有不同类型的、带相应功率开关的功率级。因此，可以在一个结构系列内利用较低的部件数目生产出较大差异的变型。

借助于下文中进一步描述的偏差确定和同样在下文中进一步描述的增益确定，能够在连续运行期间简单、快速地实现转换。因为当例如预期的电流测量值较小时，电流测量值的较高分辨率却会给出较好的调节质量，所以即使在电机运行和调节期间也能在预期测得的电流曲线中不存在阶跃的情况下实施转换，例如由于大小不同的偏差或测得电流值根据角度变化的增益、例如由于属于各个(级)的电流检测装置的不同强度的增益。

通过模数转换，从由三个根据图1的电流测量信号推导出电流采样值，由所述采样值形成电流测量值。从所述电流测量值确定电流空间矢量，其中根据电压空间矢量的角度来选择与电流测量值相关的半桥。因为电机电流满足基尔霍夫定律I_R+I_S+I_T＝0，所以该电流空间矢量具有两个自由度。也就是其具有两个独立的参数。因此，原则上为确定电流空间矢量仅使用两个支路的电流测量值便足够。但应考虑，在脉宽调制周期内，转换器的脉宽调制信号不必是恒定的，也就是如此变换开关状态，甚至可以暂时地出现如下的开关状态，该状态本身完全不可能允许确定电流空间矢量。

关于转换器的调节方法，每脉宽调制周期中确定一次电流空间矢量作为计算量便足以实现足够好的调节质量，该计算量代表物理电流空间矢量在一个脉宽调制周期上形成的平均值。

由控制调节装置1产生的脉宽调制信号PWM_R(t)、PWM_S(t)和PWM_T(t)决定了功率开关S_RO、S_SO、S_TO、S_RU、S_SU和S_TU的状态。以如下方式规定脉宽调制信号：如果相应的脉宽调制信号、例如PWM_R(t)为1，则接通相关的上功率开关、即例如S_Ro并且断开相关的下功率开关、即例如S_Ru。在这种情况下，相关的输出电压电位为U_Z+。如果脉宽调制信号为0，也就是在LOW状态下，则使相关的功率开关处于相应相反的状态并且相关的输出电压电位为U_Z-。在实际实施时引入的所谓“时滞”对于本发明的基本功能并不重要，在该时滞内断开相应的上、下开关。

如果属于一半桥的脉宽调制信号处在LOW状态，则相关的电机电流在相关的半桥的下支路中流动，从而流经各相应的分流电阻。为了准确地检测出电流测量值，分流电阻被电流流过的时间必须长于相关的电机电流的最小持续时间。在此，该最小持续时间依赖于测量放大器电路的滤波作用，该测量放大器电路包含放大器电路V_R、V_S和V_T。通过相应的线路布置实现滤波作用，以便抑制电流测量值中的噪声部分或干扰部分。例如，在16kHz的脉宽调制频率下，0.5μs至2μs的范围内的滤波时间常数是有利的。

在该实施例中有利地使用所谓的对称式脉宽调制方法。在这种对称式脉宽调制方法中，由在第一相中的脉宽调制信号的第一开关状态变换的时刻的值和在该相中在时间上随后的相应开关状态变换的时刻的值形成的时间平均值具有与另外两相的相应形成的平均值相同的值。因此，从HIGH到LOW以及相反的开关状态变换在所有三相中都关于脉宽调制周期的中点对称。

在一实施例中，有利地将平均输出电压空间矢量的幅值限制在从而能始终形成正弦三相电压系统。这种限制称为最大调节。始终避免过调节、也就是所述参量脱离通过所述限制规定的工作区域。

有利地，该实施例仅涉及如下的转换器，该转换器以脉宽调制方式工作，使得在较小的脉宽调制周期内采取这样高的调节以使整个脉宽调制周期内仅出现唯一的有效开关状态。在这样的有效开关状态下，脉宽调制信号PWM_R(t)、PWM_S(t)和PWM_T(t)的值为(110)、(101)、(100)、(001)、(010)或(011)，这些值也称作离散的有效输出电压空间矢量。即有效的开关状态不包含开关状态(111)和(000)。这两个最后提到的开关状态相应地也称作离散的零电压空间矢量或零矢量。

所谓的边缘矢量/距边矢量(Randvektor)是在脉宽调制周期上平均的输出电压空间矢量，该输出电压空间矢量当在整个脉宽调制周期上理论上设置唯一的有效开关状态时产生。在一实施例中，由于上述对工作区域的限制，在一个脉宽调制周期上平均的输出电压空间矢量决不采用这样的边缘矢量的值。

在上述Francesco Parasiliti的IEEE文献的图中，按照1287页上的图8，上述对在一个脉宽调制周期上平均的输出电压空间矢量的限制意味着，其处在六边形的最大内圆内。该平均的输出电压空间矢量决不采用边缘矢量的值，在该实施例中亦即决不处于六边形的角上。

由于限制输出电压空间矢量，所以不同的离散开关状态交替出现。通过适当选择在脉宽调制周期内的测量触发时刻，对于每个脉宽调制周期都可以确定一电流空间矢量。在此，交替变换的状态甚至还包含不可能确定电流空间矢量的状态，如果该状态在一脉宽调制周期上持续地存在，比如根据US 5815391的表2B中最后一行的状态(101)。特别是例如在第一相的第一时刻触发一测量，在第二相的另外的第二时刻触发第二测量并且在第一相的第三时刻触发第三次测量。通过得到第一测量值和第三测量值的平均值来实现，在该实施例所允许的脉宽调制方法、特别是对称的脉宽调制方法中，不会由于电流纹波而使可求出的电流空间矢量失真，在对称脉宽调制方法中输出电压空间矢量局限在六边形的内圆上。因此，仅需要唯一的模数转换器，特别是无需外部附加的采样保持电路。

在图2中示出图1的控制调节装置1的一部分的可实现变体。该控制调节装置1包含一具有三个电流测量信号的采样保持电路21和一具有集成的模数转换器的微控制器22。该微控制器22通过信号S/H1、S/H2和S/H3来控制也称作测量触发的采样时刻，在这些时刻中采样保持电路21使电流信号在到达模数转换器前一直保持不变。微控制器22仅须包含一个模数转换器连同一模拟多路器或变换器23。其优点是，仅用一个模数转换器便能同时得到多个电流采样值，尽管其中依次进行模数转换。在微控制器22中，由电流采样值确定电流测量值或电流空间矢量。微控制器22通过信号S/H1、S/H2和S/H3控制采样保持电路、进而根据以下进一步描述的方法来控制测量触发。

根据图3在另一实施例中，区别于按照图2的变体可以不使用采样保持电路21。但在此必须根据以下进一步描述的方法来依次得到电流采样值。

图4在一个输出电压周期上示出转换器的在一个脉宽调制周期上取平均的电机侧输出电位U_R、U_S和U_T的时间曲线，其中归一地示出电机侧输出电位U_R、U_S和U_T并且输出电压角α在0至2π的范围内。根据这种归一，电位值U_Z-相当于值-1，而U_Z+相当于值+1。

在图4中可以看出，输出电位的平均值包含三次谐波。

在图4中另外示出输出电压矢量的角范围1至6，在所述角范围内使用不同的手段来检测电流。

在输出电压角α＝π/6时，输出电位U_S的平均值为零。输出电位U_R的平均值接近正的最大值1。输出电位U_T的平均值接近最低值-1。在该输出电压角以及示例性选择的幅值下，输出电位的平均值几乎达到了对转换器的最大驱控。

在图5中，对于图4的输出电位进一步示出在α＝π/6的输出电压角下脉宽调制信号PWM_R(t)、PWM_S(t)和PWM_T(t)的相关的时间曲线。从这些曲线中导出用于功率开关S_RO、S_SO、S_TO、S_RU、S_SU和S_TU的控制信号。如果相应的脉宽调制信号、例如PWM_R(t)为1，则接通相关的上功率开关、如S_RO而断开相关的下功率开关、如S_RU。在这种情况下，相关的输出电压电位U_R＝U_Z+。如果脉宽调制信号为0，则使相关的开关分别处于(与上述情况)不同的状态，而相关的输出电压电位为U_Z-。在实践中嵌入的、使相应的上、下开关都断开的所谓时滞原则上与本实施例的功能无关。在图5中，在横坐标方向上示出两个脉宽调制周期。

根据图5，在一个脉宽调制周期上取平均的输出电压电位U_S＝0通过PWM_S(t)信号来实现，该信号在50％的脉宽调制周期上为1，在50％的脉宽调制周期上为0。另外的脉宽调制信号PWM_R(t)和PWM_T(t)的脉宽调制比例根据其在一个脉宽调制周期上取平均的输出电压电位来分配。

在图6中示出在输出支路中属于两个上述脉宽调制周期的示例电机电流I_R(t)、I_S(t)和I_T(t)。此外示出了由于经脉宽调制的输出电位引起的电流波纹。

在图7中示出在没有放大器电路V_R、V_S和V_T的滤波作用的情况下，电流测量信号I_RM(t)、I_SM(t)和I_TM(t)属于两个上述脉宽调制周期的理想时间曲线。总是仅在相关半桥的脉宽调制信号为0、即下开关接通的时间段中，得到一不为零的电流采样值。如果接通上开关、即电机电流不流经半桥的分流电阻，则在这一时间内电流测量信号与实际电流无关地为零。也就是说，电流测量信号不是连续地代表电机电流，而是仅在脉宽调制信号PWM_R(t)、PWM_S(t)和PWM_T(t)为零的时间段内代表电机电流。在所示的曲线中电流测量信号I_RM(t)仅在一非常短的时间段内不为零。在输出电压的全控制(Vollaussteuerung)下该时间段甚至完全消失。因此，从图7可以看出，在这样的运行状态下对电流空间矢量的确定会出错，如果在使用电流测量信号的情况下形成电流空间矢量，则其仅短暂不为零，比如在图7中示例的I_RM(t)，而由于在检测时刻、也就是在测量触发时的滤波作用而使该电流显著失真。但为了抑制测量噪声和干扰信号，最低的滤波作用是必须的。

因此，在一实施例中，为每个脉宽调制周期从三个半桥中选出这样的“最佳”(电流)对，所述最佳对具有相应较宽的脉宽调制信号，也就是说，仅使用这两个特定半桥的电流测量信号。所述选择通过不使用如下的电流测量信号来实现：其下开关在相应的脉宽调制周期内具有比另两个下开关更短时间的接通状态。

在图7中示出两个脉宽调制周期的运行状态，在该运行状态中选择的(电流)对是I_SM(t)和I_TM(t)。对此通过锯齿形箭头来表示检测电流采样值的时刻，该时刻也被称为测量触发。

在此，可以使用二种基本类型的方法。

对于第一方法，以实线锯齿箭头示出测量触发。在此，在选择(电流)对I_SM(t)和I_TM(t)的同时检测电流采样值。在此，可规定不同的实施方案。在第一实施例中，每个电流采样值都通过一个独立的模数转换器来形成。在第二实施例中，根据图2给三个电流测量信号各分配一个采样保持电路21的采样保持放大器，其中采样保持放大器在采样时刻变换到保持状态。因此模数转换器可以借助多路器或变换器依次来转换保持固定的电流测量信号。在第三实施例中，使用两个模数转换器和相应的转换开关。在其它实施例中也可以以组合的方式实施。

在第一方法中，有利地使用对称的脉宽调制方法，其中，将开关频率选择成不高于20kHz并且不超过上述的最大调制。因此，在一个脉宽调制周期内总是存在如下的脉冲模式：最多在一个输出支路中出现LOW状态短于最小持续时间的脉宽调制信号。也就是说，绝不会在两相中有两个脉宽调制信号在小于最小持续时间的时间内同时处于LOW状态。对于脉宽调制信号之一、例如PWM_R(t)的LOW状态小于最小持续时间的情况，仍然确保正确地确定电流空间矢量。因为另外两个脉宽调制信号、也就是例如PWM_S(t)和PWM_T(t)不会低于最小持续时间。因此，在一实施方式中，总是保证正确地确定电流空间矢量，只要在相应形式的脉宽调制方法中确保始终最多仅有一个脉宽调制信号停留在LOW状态的时间短于最小持续时间。

在第二方法中，用两个测量触发代替第一方法的针对I_TM的位于脉宽调制周期中点处的测量触发，这两个测量触发分别具有时间偏移Δt。在此，依次地首先实现I_TM的第一测量触发，然后实现I_SM的测量触发，再然后实现I_TM的第二测量触发。在此有利的是，I_SM的测量触发处在脉宽调制周期的中点。使时间偏移Δt尽可能小，但选择成大于模数转换器(的转换)时间。由I_TM的第一、第二电流采样值形成平均值并将该平均值用于确定电流空间矢量。这样形成的平均值相当于I_TM的可以在检测电流采样值I_SM的同时检测的虚拟电流采样值。因此，通过这种方式确定的电流空间矢量不受电流纹波的影响。因为在使用对称脉宽调制方法的情况下，电流纹波也具有关于脉宽调制周期的中点、即关于t＝0.5时的相应电流函数值中心对称的曲线，比如在图6中示例性示出的。在图6中，第一脉宽调制周的中点在t＝0.5处，而第二脉宽调制周期的中点在t＝1.5处。由于两个电流采样值I_TM(t＝0.5-Δt)和I_TM(t＝0.5+Δt)关于电流函数值I_TM(t＝0.5)中心对称，所以两个电流采样值I_TM(t＝0.5-Δt)和I_TM(t＝0.5+Δt)的平均值等于电流函数值I_TM(t＝0.5)。

这样便能够仅利用一个模数转换器在不存在由电流纹波引起的失真的情况下确定电流空间矢量。因为可以依次地实施所有的电流采样，所以可以放弃附加的采样保持电路。附加的采样保持电路不应理解成作为常规模数转换器中的固定元件的采样保持电路。

在第二方法中，优选应用对称的脉宽调制方法，其中开关频率优选选择成不高于20kHz并且不超过上面描述的最大调制。因此，仍是在一个脉宽调制周期内总是存在一个脉冲模式，在该模式中最多在一个输出支路中出现LOW状态短于最小持续时间的脉宽调制信号。在应用于第二方法中的脉宽调制方法中，始终存在至少一个LOW状态长于最小持续时间与时间偏移两倍、即2＊Δt之和的脉宽调制信号。因此，在一实施例中始终保证正确地确定电流空间矢量，只要在相应形式的脉宽调制方法中确保脉宽调制信号具有足够的脉冲宽度。平顶法虽然是对称的脉宽调制方法，但通常在较低的输出电压下有利地不使用该方法。

在按照图7的实施例中，另外在预期电流采样值微小的时间段内检测一个或多个电流采样值。例如在图7中示出的，对于相R在两个时刻检测测量值I_RMoff，其中，在此使用两个所检测的测量值的平均值，而对于相S检测测量值I_SMoff。在相T中，用于无干扰地检测电流测量值的时间范围过短，因此在预期电流采样值微小的时间段中不检测电流。

如果在以后的脉宽调制周期中各相中产生的电压值改变，进而使相T中预期电流微小的时间段更长，则在相T中也检测电流采样值。特别是，在将产生的旋转磁场中使电流检测均匀分布在三相上。

通过这种方式可以确定采样保持电路的各测量放大器的偏差。通过从所检测的测量值中减去相应的当前偏差值，在电流检测中考虑所述偏差。因此得到改善的测量值，从而得到相应改善的电机调节。有利地，能够在线、亦即在连续的调节运行中确定该偏差。在此，仅附加地进行不会明显地增加控制单元负担或拖慢控制调节方法的电流检测。另外的优点是，可以确定由于温度升高引起的偏差的漂移并且能相应地产生相反的作用。

电流采样的时刻与在此之前相关电桥支路被接通的时间段间隔至少6μs，优选至少8μs。通过这种方式确保振荡过程结束并且电流已被可靠地衰减。

在另一根据本发明的实施例中，代替在相R中的这两个测量，仅检测一个测量值，该测量值不与相S的测量值同时检测。

在改进方案中，使用唯一的最后检测的测量值的导出的平均值作为当前检测的偏差值。

优选地，相对于第一采样时刻对称地检测测量值。

在该实施例中，仅使用如下的脉宽调制方法，该方法在脉宽调制周期的中点具有接通至少两个下开关的开关状态。

在另一实施例中，不是在同一脉宽调制周期内确定电流采样值，而是在一第一脉宽调制周期内检测第一电流采样值，而在其后的脉宽调制周期内检测第二电流采样值。在此，仍可以在不设置附加的采样保持电路的情况下仅设有唯一一个模数转换器。这一点在开关频率较高、因而脉宽调制周期较短的情况下特别有利。在此不会出现由电流纹波引起的失真。失真的原因仅可能是在这段时间内发生的电流空间矢量的角度变化。在此，根据图8来选择(电流)对。

图4示出角范围1-6，所述角范围对应于输出电压矢量的不同角范围。在图8中，针对每个角范围用锯齿形箭头示出所使用的(电流)对。例如，在角范围1中仅使用S和T、也就是I_SM和I_TM。在角范围2中仅使用R和T、也就是I_RM和I_TM。在相应相中不实施电流检测的角范围内，设有偏差值检测。这在图8中以表目I_RMoff、I_SMoff和I_TMoff表示。

根据图1和图2，给分配给相应相R、S、T的每一个电桥支路分配一相应的用于电流检测的单元。如图所示，所述单元各包含一测量放大器。根据本发明，在开始时或在另一时间段内使三个分配给三相的单元的测量增益得到确定和/或至少相互平衡。

为此，在第一步骤中断开三个电桥支路中的第一电桥支路并且这样为另两个电桥支路通电，使得分配给第二相的电桥支路中的电流大小与分配给第三相的电桥支路中的电流大小相等。然后在两相中检测电流采样值。

然后，在第二步骤中，变换所施加的电压的极性，也就是使电流方向相反，其中，如第一步骤中的情况这样地规定所述的通电持续时间，使得在第一、第二步骤中相关的电流时间面积基本上大小相同。通过这种方式至少在时间上的中点避免可能的扭矩产生作用。当电流在第二时间步骤中起振之后再度针对两相检测相应的电流采样值。

重复第一和第二步骤，其中，循环地更换分配给各相的单元。

通过这种方式确定分配给三相的电流检测的增益、其中包含各自的测量放大器的增益。所述确定优选早于在分别切断电桥支路时借助电流采样值对偏差值的确定。

在确定三个测量增益后，在所有三相中标准化地实施电流检测，也就是为转换器的调节方法可使用电流采样值除以测量增益(的商)。数值上恒定但角度变化的电流空间矢量也作为数值恒定的电流检测，而调节达到更好的调节特性、特别是较高的调节质量。特别是更准确并且更接近实际地确定从这样的电流测量值确定的转矩。

此外，当在时间间隔内重复地确定测量增益时可以补偿并且可以考虑测量增益的漂移。

如上所述，在第二方法中，用两个测量触发来代替第一方法中电流采样值的对称处于脉宽调制周期中点的测量触发，这两个测量触发分别具有时间偏移Δt。图9示出如何根据输出电压空间矢量的角范围来实施测量触发。特别是示出，在哪一半桥中实施两个测量触发，在哪一半桥中实施单一的处于中点的测量触发。在角范围1中进行用于I_TM的第一测量触发，然后进行用于I_SM的单一的处于中点的测量触发，最后进行用于I_TM的第二测量触发。在此，各测量触发具有Δt的时间间隔。

在角范围3中，进行用于I_RM的第一测量触发，然后进行用于I_TM的单一的处于中点的测量触发，最后进行用于I_RM的第二测量触发。

对于每个角范围，用实线闪电状箭头示出一相、其表明在该相中在中点进行电流采样，用两个虚线闪电状箭头示出另外的相、其表明在该相中进行双电流采样，具体来说在中点前、后以时间偏移Δt进行采样。在一实施例中，仅使用如下的脉宽调制方法：其脉冲模式始终实现成，在以闪电状箭头绘出的相的相应角范围内、在各自电流采样前后的时间范围内接通下开关。在具有两个虚线闪电状箭头的相中，从第一测量触发前直到第二测量触发之后接通相关的下开关。

可用的脉宽调制方法的特征是，至少在脉宽调制周期的中点时刻始终接通两个下开关，其中，这两个下开关中与双电流采样相相关的开关甚至至少在2Δt的时长中保持接通。

在不在相应相中实施电流采样的角范围内，进行偏差值检测。这在图9中以表目I_RMoff、I_SMoff和I_TMoff表示。由此，将不作它用的范围用于确定电流检测的偏差值，也就是为此使用整个单元、如测量放大器、多路器和模数转换器。

在另一实施例中，根据图7，不是关于用于检测电流测量信号I_SM的电流采样值的测量触发对称地检测电流测量信号I_TM的两个电流采样值，即不是在检测I_SM前、后都以时间间隔Δt进行检测，而是以不同的时间间隔进行检测。然后，代替平均值形成一插值得到的值，该值考虑相应的时间间隔，而其中在插值时考虑表征电机的参量以及开关状态的形式和持续时间。

在另一实施例中，代替所述的两个电流采样值，检测多个电流采样值。此外，基本上每个电流采样值都可以由多个电流采样值来代替。因此可以进一步降低测量噪声。

在另一实施例中，考虑放大器电路V_R、V_S和V_T的时间特性，其中所有测量触发都以放大器电路的滤波时间常数延迟。在此，该滤波时间常数小于最小持续时间的一半。

该方法即使在高于20kHz的脉宽调制频率下仍起作用。