通过测量功率谱密度(PSD)和循环谱检测包含正弦波成分的信号

摘要

一种无线区域网络(WRAN)接收机包括：收发机，用于通过若干信道之一与无线网络通信，以及信号检测器，用于形成所支持信道列表，该列表包括这若干个信道中在其上未检测到高级电视系统委员会(ATSC)DTV(数字电视)广播信号的那些信道。信号检测器执行作为功率谱密度(PSD)和循环谱的函数的谱感测。

说明书

技术领域

本发明总地涉及通信系统，更具体而言涉及无线系统，例如地面广播、蜂窝、无线保真(Wi-Fi)、卫星等等。

背景技术

近来，认知无线电(Cognitive Radio，CR)(例如，参见J.Mitola III，″Cognitive Radio：An Integrated Agent Architecture for Software DefinedRadio，″Ph.D.Thesis，Royal Institute of Technology，Sweden，May 2000)已被提出来实现协商的或者说机会性的谱共享，以为无线谱稀缺的问题提供一种可行的解决方案。为了适当地操作CR，重要的是执行谱感测，即，能够在获得许可的信号所被分配的频段中检测到这些信号。结果，谱感测成为了CR的核心技术之一。执行谱感测的最有挑战性的部分是在信噪比(SNR)极低的情况下感测信号。

为此，IEEE 802.22标准组中正在研究无线区域网络(WirelessRegional Area Network，WRAN)系统。WRAN系统意图在无干扰的基础上利用TV谱中的未被使用的电视(TV)广播信道，从而，作为主要目标，以与为城市和市郊地区服务的宽带接入技术的性能水平类似的性能水平，来满足乡村和偏远地区以及低人口密度的服务水平低下的市场。此外，在有谱可用的情况下，WRAN系统还可能能够扩展来为人口较密集的区域服务。由于WRAN系统的一个目标是不干扰TV广播，因此一个关键步骤是健壮且准确地感测存在于由WRAN所服务的区域(WRAN区域)中的获得许可的TV信号。例如，为了感测ATSC DTV(高级电视系统委会员数字电视)广播信号的存在，在SNR为-20.8dB时，以0.1的假警报概率为条件，漏检概率应当不超过0.1。

发明内容

根据本发明的原理，一种装置通过以下操作来执行谱感测：对所接收信号进行下变频；对经下变频的所接收信号进行抽选；以及在经抽选的信号中检测能量峰。

在本发明的一个示例性实施例中，该装置是无线区域网络(WRAN)接收机。该WRAN接收机包括：下变频器，用于对所接收信号进行下变频以提供经下变频的信号；抽选器，用于对经下变频的信号进行抽选以提供经抽选的信号；以及检测器，作为经抽选的信号的功率谱密度(PSD)的函数，执行对在用ATSC DTV广播信号的谱感测。

在本发明的另一示例性实施例中，该装置是无线区域网络(WRAN)接收机。该WRAN接收机包括：下变频器，用于对所接收信号进行下变频以提供经下变频的信号；抽选器，用于对经下变频的信号进行抽选以提供经抽选的信号；以及检测器，作为经抽选的信号的循环谱(cyclicspectrum)的函数，执行对在用ATSC DTV广播信号的谱感测。

鉴于以上内容，并且通过阅读详细描述将会清楚，其他实施例和特征也是可能的，并且落在本发明的原理内。

附图说明

图1示出了表1，其列出了电视(TV)信道；

图2和3示出了ATSC DTV信号的格式；

图4示出了现有技术的ATSC场同步检测器；

图5示了根据本发明原理的示例性WRAN系统；

图6-7示出了用于图5的WRAN系统中的根据本发明原理的示例性流程图；并且

图8-9示出了根据本发明原理的示例性信号检测器。

具体实施方式

除了创造性思想之外，附图中所示的要素是公知的并且不会被详细描述。另外，假定已熟悉电视广播、接收机和视频编码，并且这里不对其做详细描述。例如，除了创造性思想之外，假定已熟悉对于诸如NTSC(国家电视系统委员会)、PAL(逐行倒相)、SECAM(顺序传送与存储彩色电视系统)和ATSC(高级电视系统委员会)(ATSC)之类的TV标准的当前和提出的推荐。关于ATSC广播信号的更多信息可在以下ATSC标准中找到：数字电视标准(A/53)，修订本C，包括修正No.1和勘误表No.1，Doc.A/53C；以及Recommended Practice：Guide to the Use of the ATSCDigital Television Standard(A/54)。同样，除了创造性思想之外，假定了诸如八电平残留边带(8-VSB)、正交幅度调制(QAM)、正交频分复用(OFDM)或编码OFDM(COFDM)之类的传输思想以及诸如射频(RF)前端之类的接收机元件或者诸如低噪声块、调谐器以及解调器、相关器、漏积分器和平方器之类的接收机部件。类似地，除了创造性思想之外，用于生成传输比特流的格式化和编码方法(例如，运动图片专家组(MPEG)-2系统标准(ISO/IEC 13818-1))是公知的并且在这里不做描述。还应当注意，创造性思想可利用传统的编程技术来实现，传统的编程技术在这里同样不做描述。最后，附图中相似的标号表示类似的要素。

美国的TV谱在图1的表1中示出，该表提供了甚高频(VHF)和超高频(UHF)频带中的TV信道的列表。对于每个TV信道，示出了所分配的频带的相应下边缘。例如，TV信道2开始于54MHz(兆赫兹)，TV信道37开始于608MHz，并且TV信道68开始于794MHz，等等。如现有技术中已知的，每个TV信道或频带占用6MHz的带宽。这样，TV信道2覆盖54MHz到60MHz的频谱(或范围)，TV信道37覆盖从608MHz到614MHz的频带，并且TV信道68覆盖从794MHz到800MHz的频带，等等。在本说明书的上下文中，TV广播信号是“宽带”信号。如前所述，WRAN系统利用了TV谱中的未被使用的电视(TV)广播信道。为此，WRAN系统执行“信道感测”，以确定这些TV信道中的哪些在WRAN区域中是实际活动的(或者说是“在用的”(incumbent))，以便确定TV谱中实际可供WRAN系统使用的部分。

在此示例中，假定每个TV信道与一相应的ATSC广播信号相关联。ATSC广播信号在这里也被称为数字TV(DTV)信号。ATSC信号的格式在图2和3中示出。DTV数据被利用8-VSB(残留边带)来加以调制并且被以数据段的形式发送。ATSC数据段在图2中示出。ATSC数据段由832个符号构成：4个符号用于数据段同步，828个符号用于数据符号。从图2中可以观察到，数据段同步被插在每个数据段的开头处，并且是代表二进制1001模式的两电平(二进制)四符号序列，就8-VSB符号而言这对应于[5 -5 -5 5]。多个数据段(313段)构成一ATSC数据场，其包括总共260,416个符号(832x313)。数据场中的第一数据段被称为场同步段。场同步段的结构在图3中示出，其中每个符号代表一比特数据(两电平)。在场同步段中，511比特的伪随机序列(PN511)紧跟在数据段同步之后。在PN511序列之后，存在三个相同、串接在一起的63比特伪随机序列(PN63)，其中每隔一个数据场，第二PN63序列就被反转。

数据段同步和场同步代表了ATSC广播信号的签名信号。例如，在所接收的信号中对数据段同步模式的检测可用于将所接收信号识别为ATSC广播信号。因此，为了提高在极低信噪比(SNR)环境中检测ATSC广播信号的准确度，嵌入在ATSC DTV信号内的数据段同步符号和场同步符号可用于提高检测概率，同时降低假警报概率。图4示出了现有技术的场同步检测器。图4的场同步检测器包括下变频器55、匹配滤波器60、元件65以及检峰器70。下变频器55在模拟或数字域中将所接收信号54下变频到基带(例如，在10.7662MHz的标称符号率或者该符号率的两倍下，该信号以数字样本的形式存在)。所得到的基带信号56被施加到匹配滤波器60。后者被匹配到二进制序列，即上述的PN511或PN511加PN63，以识别所接收信号是否是ATSC广播信号。例如，用Y0表示四符号段同步序列，Y1表示PN511序列，Y2表示PN63序列，并且Y3表示具有63个零值符号的序列。然后，用序列Z＝[Y0，Y1，Y2，Y3，Y2]表示这些序列的串接。使用Y3(全零序列)的原因是中间的PN63序列每隔一场被反转。很明显，其他形式的序列Z也可用于检测ATSC DTV信号，比如Z＝[Y0，Y1]、Z＝[Y0，Y1，Y2]或者Z＝[Y0，Y1，Y3，Y3，Y2]等等。因此，匹配滤波器60是匹配到二进制序列Z的滤波器，即，该滤波器的冲击响应为[z(n)，z(n-1)，...，Z(1)]，如果Z被表示为[z(1)，z(2)，...，z(n)]的话。应当注意，如果采样率是符号率的两倍，则Z序列将被修改为[z(1)，0，z(2)，0，z(3)，....，0，z(n)]，其中零值符号被插入在Z序列的符号之间。在匹配滤波器60之后，取信号的幅度(65)(或者更容易地，以I²+Q²的形式取幅度的平方，其中I和Q分别是从匹配滤波器60输出的信号的同相和正交分量)。该幅度值(66)被施加到检峰器70，检峰器70确定是否存在突出的峰。如果存在突出的峰，则认为存在ATSC广播信号，并且检峰器70经由信号71来表明ATSC广播信号的存在。

不同于上述检测器方法，其他方法可用于执行对在用信号的谱感测。如下所述，根据本发明的原理，所接收信号的功率谱密度(PSD)和所接收信号的循环谱可用于执行对在用信号的谱感测。

正弦波的功率谱密度(PSD)函数由狄拉克δ函数构成，例如

$e^{j2\pi f_{0}t}\leftrightarrow \delta (f-f_0)$

$\cos \left(2\pi f_{0}t\right)\leftrightarrow \frac{1}{4}[\delta (f-f_0)+\delta (f+f_0)]---\left(1\right)$

狄拉克δ函数具有这样一种属性，即该函数的能量集中于一个点，从而当信号包括正弦函数时，信号的PSD包含高幅度的峰。另外，对于具有相同信号能量的信号，正弦波更容易识别，因为在其PSD上具有显著的峰。因此，对于包含正弦的信号，可通过检测信号的PSD上的峰来执行谱感测。

令x(t)为频率为α的有限强度正弦波分量与加性白高斯噪声(AWGN)w(t)的加和，

x(t)＝AcoS(2πf₀t+θ)+w(t)             (2)

还假定w(t)是零均值的，并且w(t)的自相关函数为

R_w(τ)＝E[w(t)w^*(t-τ)]＝σ²δ(τ)     (3)

因此，x(t)的PSD为

$S_x\left(f\right)=\frac{A^2}{4}[\delta (f-f_0)+\delta (f+f_0)]+{\sigma }^2---\left(4\right)$

另外，x(t)的循环谱(关于循环谱的背景信息，例如请参见W.A.Gardner，″Exploitation of Spectral Redundancy in Cyclostationary Signals，″IEEE SignalProcessing Magazine，Vol.8，No.2，pp.14-36，April 1991)为

对于式(5)，当在理想情况下循环频率α＝±2f₀时，噪声不对x(t)的循环谱做出贡献。因此，根据本发明的原理，通过在信号的循环谱上检测峰来执行谱感测可能比利用PSD来进行谱感测更好。

然而，使用信号的PSD和循环谱需要对谱成分进行精确的测量。如前所述，狄拉克δ函数具有这样的良好属性，即该函数的能量集中于一点。然而，测量方法的频率分辨率(针对PSD)或者循环频率分辨率(针对循环谱)需要足够高，以便在特定的频率或循环频率处分辨出峰。应当注意，对高分辨率的需求主要源于由于发送机的振荡器和相应接收机的振荡器之间的失配而造成的频率偏移问题。如果不存在频率偏移，则δ函数的位置是确切已知的，并且易于测量这些频率处的谱。关于PSD的测量方法的信息在P.Stoica和R.Moss，″Spectral Analysis of Signals，″PearsonPrentice Hall，New Jersey，2005的第2章中有所记载；关于循环谱的测量方法的信息在W.A.Gardner，″Measurement of Spectral Correlation，″IEEETransactions on Acoustics，Speech，and Signal Processing，Vol.ASSP-34，No.5，October 1986中可找到。这些方法可被划分成两种类别，一个类别是利用时间平滑来减小随机效应，另一个类别是利用谱平滑。对于所有这些方法，增大频率分辨率的唯一方式是增大离散傅立叶变换(DFT)的点数。然而，即使是利用极大点数的DFT，可能也不能分辨δ函数，因为它们对于任何频率失配都非常敏感。

为了克服这个频率分辨率问题，根据本发明的原理，提供了一种用于PSD以及循环谱的测量的近连续频率平滑方法。令r(t)为接收到的带通信号。由于载波频率远大于信号带宽，因此接收到的带通信号r(t)可以很容易被下变频到较低的中心频率f_IF，而不会有混叠。现在，令r_k(t)为中心频率为f_IF+kf_Δ的经下变频的信号，其中f_Δ被设为几赫兹。于是，信号r(t)的PSD由下式给出：

$S_r(t,f)=\frac{1}{2K+1}\frac{1}{\mathrm{\Delta t}}\underset{k=-K}{\overset{K}{\Sigma }}{\left|X_k(t,f)\right|}^2---\left(6\right)$

并且信号r(t)的循环谱由下式给出：

$S_r^a(t,f)=\frac{1}{2K+1}\frac{1}{\mathrm{\Delta t}}\underset{k=-K}{\overset{K}{\Sigma }}{X}_k(t,f+\alpha /2)·X_k^{*}(t,f-\alpha /2)---\left(7\right)$

其中

$X_k(t,f)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{r}_k(t-n{T}_s)e^{-j2\mathrm{\pi f}(t-n{T}_s)}---\left(8\right)$

其是滑动DFT的经下变频的输出，T_s是时间采样增量，N是数据段Δt中的时间样本的数目，该数据段Δt通过DFT被傅立叶变换。因此，Δt＝(N-1)T_s。应当注意，时间采样增量Ts可能不是RF前端中的模数转换器所使用的采样增量，而是可由于复杂度问题或其他考虑而被改变。这里，参数T_s表示用于执行式(6)、(7)和(8)的信号r_k(t)的时间采样增量。此方法类似于谱平滑方法。然而，在用于执行平滑的频带上有更大的自由，并且通过控制f_Δ，可以有非常高的频率分辨率或循环谱分辨率。应当注意，实际实现方式可能受限于关于振荡器精度和硬件复杂度的硬件约束。

然而，如果假定谱感测只需要关注所接收信号是否在某个频带周期附近包含δ函数，则通过对信号的抽选(decimation)，可以进一步降低检测的复杂度。因此，根据本发明的原理，一种方法通过以下操作来执行谱感测：对所接收信号进行下变频；对经下变频的所接收信号进行抽选；并且在经抽选的信号中检测能量峰。

现在参考图5，其中示出了结合了本发明原理的示例性无线区域网络(WRAN)系统200。WRAN系统200为一个地理区域(WRAN区域)(在图5中未示出)服务。一般而言，WRAN系统包括至少一个基站(BS)205，该至少一个基站与一个或多个用户端设备(CPE)250通信。后者可以是静止的。CPE 250和BS 205都代表无线端点。CPE 250是基于处理器的系统，并且包括以处理器290和存储器295(在图5中以虚线框的形式示出)为代表的一个或多个处理器和相关联的存储器。在此上下文中，计算机程序或软件被存储在存储器295中以供处理器290执行。后者代表一个或多个由存储的程序控制的处理器并且这些处理器不必专用于收发机功能，例如，处理器290也可控制CPE 250的其他功能。存储器295代表任何存储设备，例如，随机随取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)等等；并且可以在CPE 250内部和/或外部；并且根据需要是易失性的和/或非易失性的。BS 205和CPE 250之间经由天线210和255的通信的物理层例如是经由收发机285的、基于OFDM的，并且由箭头211表示。为了进入WRAN网络，CPE 250首先尝试与BS 205关联。在此尝试期间，CPE 250经由收发机285将关于CPE 250的能力的信息经由控制信道(未示出)发送到BS 205。所报告的能力例如包括最小和最大发送功率，以及所支持的或者可用的用于发送和接收的信道列表。为此，CPE250根据本发明的原理执行“信道感测”，以确定在该WRAN区域中哪些TV信道非活动。所得到的用于WRAN通信的可用信道列表随后被提供给BS 205。后者使用上述报告的信息来判定是否允许CPE 250与BS 205关联。

现在转到图6，其中示出了用于根据本发明的原理执行信道感测的示例性流程图。图6的流程图可由CPE 250在所有信道上执行，或者仅在CPE 250已选择来可能使用的那些信道上执行。优选地，为了检测某一信道中的在用信号，CPE 250在检测时段期间应当停止在该信道中的传送。为此，BS 205可通过向CPE 250发送控制消息(未示出)来安排静默间隔。在步骤305中，CPE 250选择一信道。在此示例中，该信道被假定为是图1的表1中所示的TV信道之一，但是创造性思想并不限于此，而是适用于具有其他带宽的其他信道。在步骤310中，CPE 250扫描所选信道以检查在用信号的存在。具体地，CPE 250根据本发明的原理执行作为功率谱密度(PSD)和循环谱的函数的“谱感测”，以确定在该WRAN区域中哪些获得许可的信道是非活动的。获得许可的或者说在用的信号的一些示例是DVB-T信号、DVB-H信号和ATSC-DTV信号。如果没有检测到在用信号，则在步骤315中，CPE 250在可用信道列表(也称为频率使用图)中指示所选信道可用来供WRAN系统使用。然而，如果检测到在用信号，则在步骤320中，CPE 250将所选信道标记为不可用来供WRAN系统使用。这里使用的频率使用图只不过是存储在例如图1的存储器295中的一数据结构，其将一个或多个信道或其一部分标识为可用来供图1的WRAN系统中使用。例如，可用信道列表可以只列出那些可用的信道，从而实际上表明了其他信道不可用。类似地，可用信道列表可以只指示出那些不可用的信道，从而实际上表明了其他信道可用。

用于执行图6的步骤310的示例性流程图在图7中示出。在步骤355中，CPE 250对在所选信道上接收到的信号r(t)进行下变频，以提供经下变频的信号。应当注意，CPE 250还可对该经下变频的信号执行低通滤波。在步骤360中，CPE 250对经下变频的信号进行抽选以提供经抽选的信号。在步骤365中，CPE 250对经抽选的信号执行谱计算(在下文中进一步描述)以形成判决统计量或者说判决度量T。在步骤370中，CPE 250将计算出的判决度量T与阈值相比较，该阈值可以是通过实验确定的。如果超过了该阈值，则认为存在ATSC广播信号。否则，认为不存在ATSC广播信号。

在图7的流程图的上下文中，对于执行谱感测提供了两个示例：使用PSD，以及使用循环谱。

对于PSD方法，假定所发送信号的PSD包含频率f₀处的δ函数。在此上下文中，CPE 250在步骤355中对所接收信号r(t)进行下变频或者说移动所接收信号r(t)的频率，以提供具有中心频率f_IF+kf_Δ的经下变频的信号，该经下变频的信号还可被低通滤波。在步骤360中，CPE 250对经下变频的信号进行抽选或下采样(downsample)，以获得r_k(t-nT_s)。在步骤365中，CPE 250使用式(6)和(8)来计算与所接收信号相关联的PSD，以用于确定判决度量T。在步骤365中可使用的判决度量的一个示例是：

$T=\underset{f}{\max }{S}_r(t,f)---\left(9\right)$

其中判决度量T是估计PSD的所有载波上的最大幅度。用于步骤365中的判决度量T的另一示例是：

$T=\underset{k}{\max }\underset{f}{\max }\left|X_k(t,f)\right|---\left(10\right)$

最后，在步骤370中，CPE 250将判决度量T与一阈值相比较，以确定是否存在在用信号。

对于循环谱方法，在其PSD的频率f₀处包含δ函数的所发送信号将在频率0处具有δ函数，其循环频率为±2f₀。在此上下文中，CPE 250在步骤355中首先利用窄带带通滤波器对所接收信号r(t)进行滤波以滤出包含峰的小频带；然后对所接收信号r(t)进行下变频或者说移动所接收信号r(t)的频率，以提供具有中心频率f_IF+kf_Δ的经下变频的信号。这个经下变频的信号还可被低通滤波。在步骤360中，CPE 250对经下变频的信号进行抽选或下采样，以获得r_k(t-nT_s)。在步骤365中，CPE 250使用式(7)和(8)来计算与所接收信号相关联的不同循环频率α上的循环谱，以用于确定判决度量T。在步骤365中可使用的判决度量的一个示例是使用所有循环谱上频率0处的最大幅度作为判决统计量。最后，在步骤370中，CPE 250将判决度量T与一阈值相比较，以确定是否存在在用信号。

再看一下图8，其中示出了用于CPE 250中的接收机405的示例性部分(例如，作为收发机285的一部分)。只示出了接收机405与创造性思想相关的部分。图8所示的元件大体上对应于在使用PSD方法的上下文中示出的图7的流程图的步骤描述。这样，图8所示的元件可以用硬件、软件或者硬件和软件的组合来实现。为此，接收机405是基于处理器的系统，并且包括以处理器590和存储器595(在图8中以虚线框的形式示出)为代表的一个或多个处理器和相关联的存储器。应当注意，处理器590和存储器595可以是除图5的处理器290和存储器295之外额外提供的，或者可以与图5的处理器290和存储器295相同。接收机405包括下变频器505、低通滤波器510、抽选器515、用于计算与所接收信号相关联的PSD的PSD元件520、以及阈值比较器525。为了简明，在图8中没有示出一些元件，例如自动增益控制(AGC)元件、模数转换器(ADC)(如果处理在数字域中进行的话)，以及其他的滤波。除了创造性思想之外，这些元件是本领域的技术人员很容易明了的。另外，本领域的技术人员将会认识到，如果必要，一些处理可涉及复信号路径。

在上述流程图的上下文中，对于每个所选信道，可能存在一所接收信号504，其中载波频率f_c是作为当前选择的信道的函数来选择的(例如，参见图1)。下变频器505对所接收信号r(t)进行下变频并将经下变频的信号经由低通滤波器510提供给抽选器515。抽选器515对经下变频的信号进行抽选并且将经抽选的信号提供给PSD元件520。PSD元件520利用式(9)或式(10)并根据式(6)和(8)来计算判决度量T。阈值比较器525将判决度量T与一阈值相比较以确定是否存在在用信号，并且经由信号526提供结果来供接收机使用。

根据本发明原理的接收机405的另一变体在图9中示出。这与图8的接收机405类似，只不过使用了循环谱元件545，该循环谱元件545如上所述根据式(7)和(8)来计算判决度量T。在此示例中，阈值比较器525将判决度量T与一阈值相比较以确定是否存在在用信号，并且经由信号526提供结果来供接收机使用。

如上所述，利用PSD或循环谱方法，在低信噪比环境中，可以以很高的置信度检测ATSC DTV信号的存在。然而，创造性思想并不限于此，而是可应用来检测任何信号的存在。例如，创造性思想可应用来检测OFDM型信号，例如DVB-T(地面数字视频广播)中使用的那种。还应当注意，虽然是在图5的CPE 250的上下文中描述创造性思想的，但是本发明并不限于此，而是也适用于例如可执行信道感测的BS 205的接收机。另外，创造性思想并不限于WRAN系统，而是可应用于任何执行信道或谱感测的接收机。

鉴于以上内容，以上只例示了本发明的原理，因此应当明白，本领域的技术人员将能够设计出许多替代布置，这些替代布置虽然在这里没有明确描述，但却包含了本发明的原理并且在其精神和范围之内。例如，虽然是在分开的功能元件的上下文中描述的，但是这些功能元件可被包含在一个或多个集成电路(IC)中。类似地，虽然被示为分开的元件，但是(例如，图5、8和9的)元件中的任何一个或全部可以实现在由存储的程序控制的处理器中，该处理例如是数字信号处理器，其执行例如与例如图6和7所示的步骤中的一个或多个相对应的相关程序。另外，本发明的原理可应用于其他类型的通信系统，例如，卫星、无线保真(Wi-Fi)、蜂窝等等。实际上，创造性思想也适用于静止或移动接收机。因此，应当理解，在不脱离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，可对示例性实施例进行许多修改并且可以设计出其他布置。