使用互补模式映射的卷积码的数字音频广播方法和设备

摘要

一种发送数字信息的方法包括以下步骤：利用互补模式映射的卷积码前向纠错编码(56)数字信息(54)的多个比特，利用前向纠错编码的比特调制(62)多个载波信号，以及发送(76)该调制的载波信号。调制可包括步骤：利用对应于幅度电平的格雷码以独立地幅移键控QAM构象的同相和正交分量。另外还描述了用于这些信号的接收机。

说明书

技术领域

本发明涉及用于编码数字信息的方法和设备，并具体涉及在数字音频广播系统中所使用的这些方法和设备。

背景技术

数字音频广播(DAB)为一种提供优于现有的模拟广播格式的数字品质音频的媒体。AM和FM二者的带内信道上(IBOC)DAB信号能够以混合的格式发送，其中数字化调制的信号与当前的广播模拟信号共存，或以全数字格式而没有模拟信号来发送。IBOC DAB不要求新的频谱分配，因为在现存信道分配的频谱掩蔽内可同时发送数字化调制的信号以及模拟信号。IBOC DAB提高了频谱的利用率，同时使广播者能够为其目前基数的听众提供数字品质的音频。

已经描述了用于IBOC DAB的正交频分多路复用(OFDM)技术。OFDM信号包括以公共符号速率所调制的正交空分的载波。用于符号脉冲的频率间隔(例如，BPSK、QPSK、8PSK或QAM)与符号速率成比例。对于可兼容AM的DAB信号的混合IBOC发送而言，OFDM副载波的集合位于共存的模拟AM载波任何一侧的大约5kHz到15kHz的范围内，其他的OFDM副载波则位于模拟调制的AM载波所占用的±5kHz的频带内。

DAB系统使用前向纠错(FEC)和交织来提高在损坏的信道上发送的数字信息的可靠性。大多数常规的卷积码已经被设计利用加性高斯白噪声(AWGN)信道中的双态传信来良好地实现。最简单的码具有1/n的速率，这里每个输入信息比特产生n个输出比特。通过从速率为1/N的“母码”中删除多个编码比特来构造收缩码以产生更高速率的码。在S.Kallel所发表的“互补收缩卷积码及其应用”(“Complementary Punctured Convolutional(CPC)  Codes andTheir Applications”)(IEEE通信学报，第43卷，No.6，第2005-2009页，1995年6月)描述了一种用于产生互补码的技术，该技术应用一种收缩技术以产生优良的分量码。

在B.Kroeger，D.Cammarata所发表的“用于FM混合IBOCDAB的健壮调制解调器和编码技术”(“Robust Modem and CodingTechniques for FM Hybrid IBOC DAB”)(IEEE广播学报，第43卷，No.4，第412-420页，1997年12月)描述了一种产生重叠分量码的技术，该技术不需要Kallel对互补特性的要求。在美国专利申请第09/438822号(WIPO国际公开第WO01/35555号)中，Kroeger等人还描述了能够使用一种实用格码调制(PTCM)技术将这些码映射到QAM符号上，尽管还保留了类似互补的特性，该技术在A.Viterbi等人所发表的“一种实用的格码调制方法”(“A Pragmatic Approach toTrellis-Coded Modulation”)进行了描述(IEEE通信杂志，第11-19页，第27卷，No.7，1989年7月)。

(收缩或非收缩的)卷积码的间隔(dfree)为对具有双态传信(例如，BPSK或QPSK)的AWGN信道中的纠错性能的方便度量。二次度量诸如以该间隔的路径数量，以及在这些路径上的错误数量用于解析更精确的性能区别。最佳距离概要也是有用的，特别是对于具有大的约束长度的码来说。当使用非双态传信时，诸如AWGN信道中的QAM，穿过格栅路径的最小欧几里得距离度量显然更合适。不幸的是，格码调制(TCM)和PTCM设计用于AWGN信道并且在脉冲噪声中不能正常工作。这是由于，PTCM(或TCM)编码不提供对具有QAM构象中的较大未编码欧几里得距离的最高有效位的任何差错防护。汉明距离对于脉冲噪声信道中的差错防护更为重要。

因此，需要一种克服这些限制并适于在IBOD DAB系统中使用的编码技术。

发明内容

本发明提供了一种发送数字信息的方法，该方法包括以下步骤：使用互补模式映射的卷积码前向纠错数字信息的多个比特，利用前向纠错的比特调制多个载波信号，并发送所述载波信号。

通过定义多个的码分组，选择与这些分组兼容的收缩大小，寻找非恶性的分组码，以及将非恶性码的同相和正交分量映射到QAM构象，能够实现前向纠错。调制优选包括以下步骤：利用格雷码幅度电平来独立地幅移键控QAM构象的同相和正交分量。

前向纠错还能够包括以下步骤：删除多个比特中的预定比特以产生修改的多个比特，在多个分组中分配修改的多个比特，以及将修改的多个比特的同相和正交分量映射到QAM构象上。

本发明还包括发送机，该发送机包括：用于使用互补模式映射的卷积码前向纠错数字信息的多个比特的装置，用于利用前向纠错的比特调制多个载波信号的装置，以及发送所述载波信号的装置。

本发明的另一个方面还包括一种接收信息信号的方法，该方法包括以下步骤：接收通过多个互补模式映射的卷积编码比特调制的多个载波信号，解调载波信号以恢复互补模式映射的卷积编码比特，以及根据互补模式映射的卷积编码比特产生输出信号。该解调步骤能够包括将互补模式映射的卷积编码比特通过非线性限幅器的步骤。

本发明还包括用于接收信息信号的接收机，该接收机包括：用于接收通过多个互补模式映射的卷积编码比特调制的多个载波信号的装置，用于解调载波信号以恢复互补模式映射的卷积编码比特的装置，以及根据互补模式映射的卷积编码比特产生输出信号的装置。

本发明通过利用收缩模式中的每个比特对码间隔的贡献，当给这些比特分配非二进制值时，这些值与映射到传信构象上的比特的欧几里得距离相关，从而克服了现有技术的实用格码调制的限制。

附图说明

图1为分配给混合AM带内信道上数字音频广播系统的副载波的示意图；

图2为分配给全数字带内信道上数字音频广播系统的副载波的示意图；

图3为能够包含本发明方法的IBOC DAB发送机相关部分的简化方框图；

图4示例了用于30kHz AM IBOC系统的核心层的前向纠错(FEC)交织器的功能方框图；

图5示例了用于30kHz AM IBOC系统的混合增强层的前向纠错(FEC)交织器的功能方框图；

图6示例了30kHz AM IBOC系统的全数字增强层的功能方框图；

图7示例了用于AM IBOC系统中综合数字业务(IDS)信道的前向纠错(FEC)交织器的功能方框图；

图8为能够接收根据本发明方法编码的信号的IBOC DAB接收机相关部分的简化方框图；

图9示例了允许快速获取核心音频的AM IBOC混合去交织器和FEC解码器配置的功能方框图；

图10示例了另一个允许快速获取核心音频的AM IBOC混合去交织器和FEC解码器配置的功能方框图；

图11为用于八幅移键控(8-ASK)、64-正交调幅(64-QAM)信号的同相或正交分量的健壮软度量F(y)的示意图；

图12为用于四幅移键控(4-ASK)、16-正交调幅(16-QAM)信号的同相或正交分量的健壮软度量F(y)的示意图；以及

图13为用于二相相移键控(BPSK)、正交相移键控(QPSK)信号的同相或正交分量的健壮软度量F(y)的示意图。

具体实施方式

本发明提供了能够应用于可兼容AM的IBOC(带内信道上)DAB(数字音频广播)系统的前向纠错(FEC)技术。该FEC技术在这里被称为互补模式映射的格码调制(CPTCM)。该CPTCM编码被设计来适应在AM IBOC DAB信道中所出现的可能的干扰情形。

参考附图，图1为分配给混合AM带内信道上(IBOC)数字音频广播系统的副载波的示意图。混合IBOC DAB信号10包括频率为f0的主载波12，所述载波根据传统的AM广播技术由广播节目信号模拟调制。该信号还包括多个均匀空间分开的在与模拟调制信号所相同的信道上发送的副载波。第一和第二组副载波分别位于上边带和下边带14和16上，并被称之为核心副载波。称为增强副载波的第三组副载波位于中心频带18，该频带也由模拟调制的载波所占用。第一和第二组中的副载波都相对于模拟调制的载波同相和正交调制。第三组的副载波以互补对的形式安排并与模拟调制的载波正交调制。最接近信道中心的第三组的两个副载波20和22被称之为定时副载波并使用BPSK调制以调制上述副载波。在美国专利第5859876号中公开了一种利用互补载波的数字音频广播系统，其内容在此包含引作参考。

图2为分配给全数字带内信道上(IBOC)数字音频广播系统的副载波的示意图。全数字IBOC DAB信号30包括被称之为核心副载波的第一和第二组间隔均匀的副载波32和34，所述副载波位于上边带和下边带36和38上。被称之为增强副载波的第三和第四组副载波40和42，也位于上边带和下边带36和38上。使用BPSK调制调制该最接近信道中心的第三组的两个定时载波44和46。

使用COFDM(编码正交频分复用)数字调制AM IBOC DAB信号。使用64-QAM符号调制每个副载波。在分组中交织数字信息(例如，音频)，然后使用互补模式映射的格码调制(CPTCM)将其FEC编码。前向纠错(FEC)的CPTCM方法基于新编码模式映射技术，和应用互补收缩码到IBOC DAB系统中的组合，扩展类似于互补的特性到二维。

用于IBOC DAB系统的CPTCM码的基本要求包括，有能力在各种重叠分组中收缩原始码，这些分组包括主频带、备用频带、上边带和下边带。四个重叠分组中的每一个必须作为优良码而存在。应该优化上边带和下边带为一对互补非重叠的分组。类似地，备用频带和主分组应该独立地存在。当然，全部的分组应该为非恶性码。在上述美国专利申请第09/438822号中公开了一种使用分组的数字音频广播系统，其内容在此包含引作参考。

图3为能够包含本发明方法的IBOC DAB发送机50相关部分的简化方框图。发送机包括一个音频编码器52，该编码器接收线路54上的采样的音频信号。通过所示例的FEC编码器56对线路54上的已编码信号执行前向纠错。然后，通过所示例的交织器60交织在线路58上产生的前向纠错信号。调制器62调制该交织的信号。在混合系统中，采样的音频源64提供AM信号给求和点66，在该点上，组合线路68上的AM信号和线路70上的数字调制信号以在线路72上产生一个复合信号，然后由调制器74调制该信号并通过天线76广播调制的信号。将会意识到尽管图3所示的功能以单独的方框形式示出，但是能够使用一个或更多的处理器来执行所述功能，其中在一个处理器中执行多个功能。

图4示例了用于30kHz AM IBOC系统的核心层的前向纠错(FEC)交织器80的功能方框图。在线路82上提供数字信号并将其汇编到调制解调器帧核心中，如方框84所示例，该帧核心例如包括3000比特。然后，如方框86所示例，将调制解调器帧划分为多个的比特组，其中所示为将调制解调器帧划分为6000个5比特组。接着，如方框88所示例，使这些组经历前向纠错编码和收缩。

根据速率为1/N的“母码”通过删除一些编码比特而导出收缩的卷积码。然后，能够周期性重复地以收缩模式识别收缩的编码比特。收缩周期P为收缩模式中信息比特的数量。收缩模式中的比特总数为P·N。产生的收缩码的码率为：

$>>>k>n>>=>>P>>P>·>N>->x>>>;>$>其中x为收缩的编码比特的数量。

应该仔细地选择要收缩的特定比特以最小化所产生的收缩码的纠错性能损耗。而且，通过收缩避免产生恶性的码也是重要的。例如，删除一个特定比特可能导致间隔损耗1，而删除一个不同的比特可能导致损耗3，并且删除再一个不同的比特可能导致恶性的码。显然，收缩模式中的所有编码比特位置对于收缩的码的纠错性能而言其作用并不等同。在映射编码比特到非双态传信诸如ASK或QAM时能够应用这种特性。

在图4所示例的实例中，每一个5-比特组都产生一个12比特输出。然后，例如通过给每个分组分配每个12-比特组中的3比特，将12-比特组划分为如方框90、92、94和96所示例的主上、主下、备用上和备用下分组。如方框98和100所示，延迟备用上和备用下比特，并如方框102所示将这些比特映射到核心交织器中。

图5示例了用于AM混合IBOC系统的增强交织器104的前向纠错(FEC)的功能方框图。在线路106上提供数字信号并将其汇编到调制解调器帧核心中，如方框108所示例，该帧核心例如包括24000比特。然后，如方框110所示例，将调制解调器帧划分为多个的比特组，其中所示为将调制解调器帧划分为4000个6-比特组。接着，如方框112所示例，使这些组经历前向纠错编码和收缩。在一个实例中，每个6-比特组产生12-比特输出。然后，如方框114和116所示例，例如通过给每个分组分配每个12-比特组中的6比特，将12-比特组划分为增强上和增强下分组。如方框118和120所示例，延迟增强上和增强下比特，并如方框122所示将这些比特映射到增强交织器。

图6示例了用于全数字AM IBOC系统增强层的前向纠错(FEC)交织器124的功能方框图。在线路126上提供数字信号并将其汇编到调制解调器帧核心中，如方框128所示例，该帧核心例如包括30000比特。然后，如方框130所示例，将调制解调器帧划分为多个的比特组，其中所示为将调制解调器帧划分为6000个5-比特组。接着，如方框132所示例，使这些组经历前向纠错编码和收缩。在图6的实例中，每个5-比特组产生12-比特输出。然后，如方框134、136、138和140所示例，例如通过给每个分组分配每个12-比特组中的3比特，将12-比特组划分为主上和主下、备用上和备用下分组。如方框142和144所示例，延迟备用上和备用下比特，并如方框146所示将这些比特映射到核心交织器。

图7示例了用于AM混合IBOC系统的综合数字业务(IDS)交织器148的前向纠错(FEC)的功能方框图。在线路150上提供数字信号并将其汇编到调制解调器帧核心中，如方框152所示例，该帧核心例如包括80比特。然后，如方框154所示例，将调制解调器帧划分为多个的比特组，其中所示为将调制解调器帧划分为10个8-比特组。接着，如方框156所示例，使这些组经历前向纠错编码和收缩。在一个实例中，每个8-比特组产生24-比特输出。然后，如方框158和160所示例，例如通过给每个分组分配每个12-比特组中的6比特，将24-比特组划分为IDS-上和IDS-下分组。然后如方框162所示将IDS-上和IDS-下比特映射到增强交织器中。

图8为能够接收根据本发明方法编码的信号的IBOC DAB接收机170相关部分的示意方框图。由天线172接收复合的广播信号并通过前端电路176将其转换为线路174上的中频(IF)信号。然后通过包括模数转换器(A/D)180和处理器的数字下变换器178处理该IF信号以产生线路184上的复合基带信号，其中如方框182所示例，该处理器执行混频、抽取和滤波。自动增益控制(AGC)186将基带信号馈送回数字下变换器中的乘法器188。解调器190解调复合基带信号的模拟调制的部分，以及解调器192解调复合基带信号的数字调制的部分。在如方框194和196所示的去交织、FEC解码、和音频解码之后，如方框202所示混合线路198上产生的DAB立体声信号和线路200上的模拟信号，以产生线路204上的音频输出。

图9示例了AM IBOC混合去交织器和FEC解码器的功能方框图。在线路206上输入交织和前向纠错的核心信号并如方框208所示例将该信号解调为同相(I)和正交(Q)分量。方框210所示为确定用于I和Q分量的软判决并且分别在方框212和214中去交织I和Q软判决。如方框216所示例，延迟用于主上和主下分组的去交织正交分量，然后如方框218所示例解码该去交织的前向纠错核心信号以产生线路220上的核心数据。

在线路222上输入去交织的前向纠错增强信号并如方框224所示例，将其解调为同相(I)和正交(Q)分量。方框226所示为确定用于I和Q分量的软判决，并在方框228中去交织I和Q软判决。如方框230所示例，前向纠错解码该去交织的增强信号以产生线路232上的该增强数据。

在线路234上输入去交织的前向纠错IDS信号并如方框236所示例，将其解调为同相(I)和正交(Q)分量。方框238所示为确定用于I和Q分量的软判决，并在方框240中去交织I和Q软判决。如方框242所示例，解码该去交织的前向纠错IDS信号以产生线路244上的该综合数字业务数据。

图10示例了可替换的AM IBOC混合去交织器和FEC解码器的功能方框图。在线路246上输入交织和前向纠错的核心信号并如方框248所示例将该信号解调为同相(I)和正交(Q)分量。方框250所示为确定用于I和Q分量的软判决，并且分别在方框252和254中去交织I和Q软判决。如方框256所示例，延迟用于主上和主下分组的去交织正交分量，然后如方框258所示例解码该去交织的前向纠错核心信号以产生线路260上的核心数据。

在线路262上输入交织和前向纠错的增强信号并如方框264所示例将该信号解调为同相(I)和正交(Q)分量。方框266所示为确定用于I和Q分量的软判决并且分别在方框268和270中去交织I和Q软判决。如方框272所示例，延迟用于主上和主下分组的去交织正交分量，然后如方框274所示例前向纠错解码该去交织的增强信号以产生线路276上的增强数据。

在线路278上输入去交织的前向纠错IDS信号并如方框280所示例，将其解调为同相(I)和正交(Q)分量。方框282所示为确定用于I和Q分量的软判决，并在方框284中去交织I和Q软判决。如方框286所示例，解码该去交织的前向纠错IDS信号以产生线路288上的IDS数据。

设计CPTCM码为一种多步骤的处理。首先，将这些分组例如规定为主、备用、下和上分组。在编码的正交频分复用(COFDM)实例中，这些分组规定为副载波组，由于干扰场景这些副载波组一起作用为一组。具体而言，如果编码的副载波位于下边带和上边带上，其中一个边带能够被干扰波占用，而期望另一个边带独自存在。换言之，每个边带中的码不应该为恶性的，而是应该其本身具有优良的纠错特性。所以，每个分组必须构成一个小于或等于1的码率。同理，一对分组可以为时分，首先发送其中的一个分组(例如主分组)，多个秒之后再发送另一个分组(例如备用分组)。在这种情况下，信号经历一秒钟的中断(例如，接收机通过一座桥下)或者备用或主分组由于时分而不经历相同内容信息的中断，因此将会存在。不同对或集合的分组可重叠。例如，上/下和主/备用分组对能够相互重叠。更具体而言，下分组能够由一半主分组比特加上一半备用分组比特构成，而上分组包括剩余的比特。

接下来，选择收缩模式规格(码率和收缩周期)以适应这些分组。如果一个码由两个互斥的每个码率都为R的分组(例如主分组、备用分组)构成。那么，复合码的速率为R/2。通过收缩形成这些分组的母码必须具有不大于R/2的码率。典型地，母码的卷积码率为1/n。这些分组不需要包括互斥的编码比特的集合。收缩模式的周期必须足够大以形成每个分组。

理想地利用最大间隔dfree找到非恶性的分组分量。这将会包括一个计算机搜索，从可能的多个好结果及组合中选择。

对于非二进制编码比特调制而言，将确定用于可能非恶性分组的最佳比特映射。二进制调制诸如BPSK或QPSK不能受益于从编码比特到调制符号的映射。QAM为一种非二进制调制，其中在这种码设计中，分别将QAM符号的同相(I)和正交(Q)相位分量视为ASK符号。每个ASK符号携带有b个编码比特，这些编码比特形成一个m＝2b个格雷编码的幅度电平的m-列ASK符号。这包括给比特分配不同的软加权，而不是硬判决(±1)。以下描述一种确定相对“软”间隔的方法。

然后选择产生最大“软”间隔的与划分兼容的最佳映射。不幸的是，每个分组中比特到符号的理想映射不可能与其他分组中的比特映射相一致。例如，不是全部的分组能够使用最大平均欧几里得距离的比特。当分组重叠时，存在附加的限制。这些限制将可能导致每个分组的比特映射损耗。在某些情况下，可能期望一个分组较另一个分组具有较好的映射(例如，能够以主性能为代价而改进备用分组)。

通过将I和Q分量视为独立编码的ASK信号，把CPTCM技术应用于QAM符号。具体而言，利用独立的8-ASK信号调制I或Q分量产生64-QAM符号。根据具体选择的3比特组生成8-ASK符号，然后使用该比特组寻址格雷映射的构象点。格雷映射通过最小化ASK映射中判决边界的数量而最大化了性能。这也最大化了平均欧几里得距离。显然，这不同于Ungerboeck在“利用多电平/相位信号信道编码”(“Channel Coding with Multilevel/phase Signals”)中所建议的集合划分(IEEE信息论学报，第IT-28卷，NO.1，1982年1月，第55-67页)，或者不同于在Viterbi等人的上述文章中所建议的多电平编码和PTCM映射。表1中所示为编码比特三个一组到8-ASK符号的8个电平的映射。

表1.CPTCM编码比特到8-ASK符号的8个电平的映射。

映射电平-3.5电平-2.5电平-1.5电平-0.5电平0.5  电平  1.5  电平  2.5  电平  3.5  A  0  0  0  0  1  1  1  1  B  0  0  1  1  1  1  0  0  C  0  1  1  0  0  1  1  0

利用独立的4-ASK信号调制I或Q分量生成一个16-QAM符号。根据具体选择的2-比特组生成该4-ASK符号，然后使用该比特组来寻址格雷映射的构象点。表2所示为编码比特对到4-ASK符号的4个电平的映射。

表2.CPTCM编码比特到4-ASK符号的4个电平的映射。

  映射  电平  -1.5  电平  -0.5  电平  +0.5  电平  +1.5    A    0    0    1    1    B    0    1    1    0

下文将描述编码比特到ASK电平的映射。格雷编码映射用于给比特三元组或比特对分配ASK电平。格雷映射为一种给地址电平(在该实例中为ASK电平)分配比特的公知方法，其中排序电平需要最小数量的比特变化。具体而言，确切地在连续电平的地址之间产生一比特变化。相反，地址的二进制数分配却没有这种限制。在8-ASK的实例中，格雷编码产生了8电平之间的7比特改变，但是不计算结束点。电平的二进制数字排序包括11比特变化，但不计算结束点。

公知当检测噪声中的ASK信号时格雷编码是有益的，因为当该电平接近一个位转移时，实现最大可能的比特估计误差。进一步观察到，尽管在最高有效位(MSB)中只发生一次转移，但是在格雷映射的m-ASK符号的最低有效位(LSB)中发生更多次转移(m/2)。所以LSB比MSB更易于由噪声引起误差。因此，MSB比LSB更加可靠，并且其他的比特位于这些极端之间。在本发明的方法中利用了这种特性。

除了利用通过收缩的编码比特的不均衡纠错特性以外，本发明还使用这种特性将编码比特映射到ASK符号(比特地址三元组或对)。最有用的编码比特位于最可靠的MSB位置，以及最没有价值的比特位于LSB位置中。这应该旨在最小化所产生编码和调制的纠错能力的衰减。这种技术对于TCM或PTCM的主要益处是能够获得优良的汉明距离。设计TCM或PTCM以最大化MSB上的欧几里得距离，同时还考虑只为1的汉明距离。所以，MSB没有任何差错防护，这对于脉冲噪声来说是不可接受的并且在衰落中提供了差的性能。相反，这里建议的CPTCM技术被设计用于保持潜在二进制码的优良汉明距离，同时在这些约束下最大化了欧几里得距离。而且，由于CPTCM码仅需要单级的解码和去交织，而不象TCM或PTCM的其他多级解码/去交织技术，因此它易于实现。

CPTCM要求估计收缩模式内的各种编码比特的相对值。例如，假设在收缩其他码之后在剩余的分组中有6个编码比特，这6个比特将被映射到用于生成64-QAM符号的8-ASK符号的比特三元组中。然后，将6个编码比特分为三种类别的可靠性，其中给2个MSB分配最有效的2个比特，给2个LSB分配最低有效的2个比特，以及给中间的ASK地址比特分配中间的2个比特。由于将会期望比特交织分散在一个符号内的突发错误，因此没有必要在相同的符号内将这些比特进行分组。

接下来，为了随后映射编码比特到调制符号，估计收缩模式中的每个编码比特的值。根据是否要分别地优化每个分组的映射，或者根据是否优化全部码的映射更为重要，以识别码分组或使用全部的码。这不同的两种优化通常将产生不同的映射结果。在优选为优化各个分组的情况下，通过多个方法来估计编码比特的值。

例如，能够从编码中删除每个比特以及估计纠错能力的损耗。在重要性方便度量级中包括恶性损耗、间隔损耗、在该距离增加的路径数量。最低有效的比特产生了最小的损耗。然后，排序这些比特以映射该最低有效的比特到调制符号的LSB，或最脆弱的比特。可替换地，在该分组中可删除多个比特而不是每次删除一个。另一种解决途径将是使用Viterbi算法估计与编码的欧几里得距离相关的某种类型的软间隔。

当码分组重叠时，通常对于比特映射必须作出一个折衷。这是因为一个分组可能优选将特定比特映射到MSB调制符号地址，而在重叠分组中的相同比特可能优选LSB映射。两种优化都不能包含在这些例子中，并且必须估计和建立一种折衷。

下面将使用上述的方法描述多个示意的编码设计。这些设计包括用于AM IBOC系统的交织器设计。能够为CPTCM设计具有可缩放(2-层)音频编译码器的交织器。该交织器将由两部分组成：生成50个副载波的核心交织器(25个上边带加上25个下边带)和生成50个副载波的增强交织器(用于混合系统的50个互补副载波对，各25个上“翼”和下“翼”用于全数字系统)。增强区域中的两个附加的副载波对(+-27和+-53)能够用于IDS信息并且独立于增强编码。在该实例中，在30kHz系统中使用主载波任何一侧的副载波2到82。图1示例了用于混合系统的交织器分组的位置，而图2示例了用于全数字系统的交织器分组的位置。

通过收缩速率为1/3的卷积码可生成CPTCM码。速率为1/3卷积码提供了收缩模式中足量的比特以形成用于上述实例速率为5/12的码。尽管有可能使用几乎任何的码发生器多项式，但是开始搜索的最佳位置将使用标准的多项式，因为它们更可能产生更好的收缩码。FEC码要求合适的收缩模式以及编码比特映射，以在混合系统和全数字系统中提供令人满意的结果。对于混合系统，收缩模式将为上边带和下边带互补分量提供编码比特。在其他边带被占用的情况下，要求每个边带提供高质量的码。核心码也必须划分为主分量和备用分量。使用速率为5/6的码来编码每个互补分量，该码率产生了5/12的组合码率。核心FEC收缩模式还可以分布在主音频信道和备用音频信道之间。备用信道用于快速调谐并提供时分以减轻间歇阻断的影响。以速率5/6可编码每个主信道和备用信道，该码率产生了5/12的组合码率。上/下分组对重叠主/备用分组对。

使用核心FEC复合收缩模式发生器多项式G＝[G1＝561，G2＝753，G3＝711]得到包括两个分组重叠对的优质码。在表3中规定了用于核心FEC码的组合的主、备用、上和下收缩模式。以下将描述使用这些技术所生成的一些优质码的某些实例。

           表3.收缩模式

  BLC  MUB  BLB  BUA  MLC  BUB  BLA  MLB  MLA  BUC  MUC  0  MUA  0  0

在表3中，B＝备用，M＝主，L＝下边带，U＝上边带，A、B以及C为比特位置。表4提供核心码参数的归纳。

         表4.参数的核心FEC归纳

    分组    速率    d_f    a    c    主    5/6    4    5    54    备用    5/6    5    19    168    下    5/6    5    19    168    上    5/6    4    5    28    组合    5/12

混合上和下增强FEC编码的总速率为速率2/3。表5中规定了收缩模式和编码比特分配。

      表5.收缩模式

  EL_I  EU_IA  EU_IB  EU_QA  0  0  0  0  EL_Q  0  EU_QB  0

在表5中，E＝扩展，L＝下边带，U＝上边带，I＝同相，Q＝正交，以及A和B＝比特位置。使用发生器G[G1＝561，G2＝753，G3＝711]产生混合增强FEC组合收缩模式。表6提供了混合增强码参数的归纳。

        表6.混合增强FEC参数归纳

  分组    速率    d_f    a    c  上    1    1    4    38  下    1    N/A  组合    2/3    7    20    96

用于全数字增强的FEC编码能够相同于核心编码设计。但是，要求修改用于成帧和延迟的交织器。以下参考全数字增强交织器来描述这种修改。

如增强副载波一样可使用16-QAM符号调制IDS副载波。副载波27和53(-27和-53为互补)为混合系统中的IDS副载波。副载波27和-27为全数字系统中的非互补IDS副载波。在本实例所使用的特定交织器中，IDS序列为32个符号长(符号0到31)，并且分配有32个OFDM符号的块长。指定符号位置10和26作为训练符号。剩余的30个符号携带有120比特的速率为2/3的编码信息。因此，每个IDS序列携带有80个信息比特，其中包括一个8-比特CRC。可为速率1/3码应用速率2/3的互补分量。全数字IDS副载波的上和下互补码分量分别对应于混合的混合内和外IDS互补副载波对。表7示例了全数字IDS收缩模式。

表7.收缩模式

 IDSL_IA0 IDSU_IA1 IDSL_IA1 IDSU_IA2 IDSL_QA0 IDSU_QA1 IDSL_QA1 IDSU_QA2 IDSL_IB0 IDSU_IB0 IDSL_IB2 IDSU_IB2 IDSL_QB0 IDSU_QB0 IDSL_QB2 IDSU_QB2 IDSU_IA0 IDSL_IB1 IDSU_IB1 IDSL_IA2 IDSU_QA0 IDSL_QB1 IDSU_QB1 IDSL_QA2

在表7中，IDS＝综合数据业务，L＝下边带，U＝上边带，I＝同相，Q＝正交，以及A和B为比特位置。使用发生器G＝[G1＝156，G2＝753，G3＝711]生成IDS FEC组合收缩模式。表8提供了IDS码参数的归纳。

           表8.核心FEC参数归纳

  分组    速率    d_f    a    c    上    2/3    7    6    26    下    2/3    7    6    26    组合    1/3    17

交织块能够包括32个COFDM符号(波特)。在用于主和增强分组的调制解调帧(交织跨距)中将存在8个块。只在一个块跨距上能够交织备用分组以允许快速调谐。核心交织块包括一个上边带和一个下边带(每个为25个副载波)。增强交织块还包括用于全数字系统的一个上边带和一个下边带(每个边带为25个副载波，除了IDS副载波之外)，或等同用于混合系统的内和外增强分组。每个交织块拥有800个QAM符号的总量(750数据符号+50训练符号)。

本实例中的可缩放音频编解码由两层(核心层和增强层)构成。核心层映射到50个QAM副载波(每个边带上有25个副载波)上，而增强层映射到50个QAM互补副载波(混合对)上。核心层和增强层独立地编码。另外，还有一些分配用于携带16-QAM IDS数据的副载波。

使用以下用于行和列索引的表达式，能够在生成25个副载波和32个OFDM符号的每个块内执行交织。

$>>row>>(>k>)>>=>mod>[>11>·>mod>>(>9>·>k>,>25>)>>+>16>·>floor>>(>>k>25>>)>>+>11>·>floor>>(>>k>50>>)>>,>32>]>$>

col(k)＝mod[9·k，25]

k＝0...749

索引k指块内(核心或增强)的750个QAM符号的其中之一。核心块的64-QAM符号的每一个都携带有在一个块内映射的6个编码比特。类似地，增强或IDS交织器块的16-QAM符号中的每一个携带有4个编码比特，该比特使用相同的表达式映射到这些块内。在一个块中总共800个符号中，剩余的50个QAM符号用于训练符号。训练符号可位于最后的50个QAM符号位置(k＝750...799)。

                                                                                          表9.一个块内的符号索引；训练符号＝“T”

  0123456789101112131415161718192021222324  0  0“T”7286926315955344984373763402792431821468549“T”702668605569508472411  1  1501145317“T”7456846485875264904293933322962351991387741“T”719658622561  2  300264203167106709“T”7376766405795434824463853492882271911309433“T”711  3  450414353317256220159123621“T”72969363259653549943837734128024418314786  4  6005645034674063703092732121511155416“T”746685649588527491430394333297236  5  “T”7146536175565204594233623012652041681077110“T”738677641530544463447386  6  1258928“T”706870608573512461416354318267221160124632“T”730694633597536  7  2752391781428145“T”7236626015655044684073713102742131521165519“T”747686  8  4253693262922311951349837“T”7156546155575214604243633022662061691087211  9  5755394784423813452842481671269029“T”707671610574613452416355319256222161  10  7256896285925314954343983372762401791438246“T”724663602568505469406372311  11  5014“T”7426816455845484874263903292932321961359938“T”716655619558522461  12  200164103676“T”7346966375765404794433823452652491881279130“T”708672611  13  3503142532171561205923“T”7266906295935324964353993382772411801448347“T”  14  5004644033673062702091731125115“T”743682646585549488427391330294233197136  15  650614553517456420359323262201165104687“T”735699638577541480444383347286  16  25“T”7036676065705094734123513162542181571216024“T”727691630594533497436  17  1751397842“T”7206596235625014654043683072712101741135218“T”744683647586  18  3252892281921319534“T”712651615554518457421360324263202186105698“T”736  19  4754393783422812451841488726“T”70466860757151047441335231625521915812261  20  6255895284924313953342982371761407943“T”721660624563502466405359308272211  21  “T”7396786425615454844483873262902291931329635“T”713652616555519458422361  22  100643“T”7316956345985374764403793432822461851498827“T”705669608572511  23  2502141531175620“T”7486876265905294934323963362992381771418044“T”722661  24  4003643032672061701097312“T”7406796435825464854493883272912301941339736  25  650514453417356320259223152101654“T”732696635599538477441380344263247186  26  7006646035675064704093733122512151541185721“T”749688627591530494433397336  27  7539“T”7176566205595234624013653042682071711107413“T”741680644583547486  28  2251891289231“T”709673612551515454418357321260224163102665“T”733697636  29  3753392782421811458448“T”7016656045685074714109743132522161551195822“T”  30  5254894283923312952341981377640“T”718657621560524463402366306289208172111  31  6736395785424814453843482872261901299332“T”710674613552516455419358322261A＝

编码包含每个调制解调帧的30000个核心信息比特，并根据收缩模式，如上所规定以及图4的功能性示例，将上述比特汇编为多个比特组。使用表10中所示的表达式将这些组映射到核心交织块中。

如下规定核心交织块索引：k＝块符号索引，在每个核心块中从0到749个符号；b＝块编号，在每个调制解调帧内从0到7；以及p＝每个64-QAM符号内的PTCM比特映射，(IA＝0，IB＝1，IC＝2，QA＝3，QB＝4，QC＝5)。

                                   表10.核心交织块映射

    分组    X_k，b，p N，n＝0...N-1  K＝块b中的索引    b    块#    p I&Q，ASK映射  BU_k，b，p    18000  模[n+floor  (n/750)，750]  floor(n/2250)  (参见注解1)  模(n，3)  BL_k，b，p    18000  模[n+floor  (n/750)+1,750]  floor(n/2250)  (参见注解1)  模(n，3)  MU_k，b，p    18000  模[n+floor  (n/3000)+2,750]  mod(3*n，8)  3+模(n，3)  ML_k，b，p    18000  模[n+floor  (n/3000)+3,750]  mod(3*n+3，8)  3+模(n，3)

三个调制解调帧的分集延迟添加到备用信号中。

编码包括每个调制解调帧的24000个增强信息比特，并根据收缩模式，如上所规定以及如图6所示例，将上述比特汇编为多个比特组。使用表11中所示的表达式将这些组映射到核心交织块中。

如下规定增强交织块索引k、b、p和p：k＝块索引，在每个核心块中从0到750个符号；b＝块编号，在每个调制解调帧内从0到7；以及p＝每个16-QAM符号内的16-QAM比特映射，(IA＝0，IB＝1，QA＝2，QB＝3)；以及p＝每个QPSK符号内的QPSK比特映射，(I＝0，Q＝1)。

表11.混合增强交织块映射

  分组  X_k，b，p    N n＝0...N-1    k  块b中的索引b块#    p I&Q，ASK映射  EU_k，b，p  24000  模[n+floor  (n/6000)，750]mod[3*n+floor(n/3000)+2*floor(n/12000)，8]  模(n，4)  EL_k，b，p  12000  模[n+floor  (n/6000)，750]mod[3*n+floor(n/3000)，8]  模(n，2)

2个调制解调帧的分集延迟添加到备用信号中。

编码包括每个调制解调帧的30000个全数字增强信息比特，并根据收缩模式，如上所规定以及图7所示例，将上述比特汇编为多个比特组。使用表12中所示的表达式将这些组映射到全数字增强交织块中。

该实例中的全数字增强交织块除了备用部分交织在相同于主部分的帧(不是块)边界上以外，非常类似于核心交织块。这有必要稍微修改核心交织块。核心备用块交织产生了I(同相)QAM分量，而主帧交织产生了Q(正交)QAM分量。为了适应帧增强交织，使得备用I(同相)交织块与主Q交织块表达式相同。然后，必须提前核心备用帧一帧以发送增强备用帧，而同时发送主核心和增强帧。

如下规定全数字增强交织块索引k、b和p：k＝块符号索引，在每个块中从0到749个符号；b＝块编号，在每个调制解调帧内从0到7；以及p＝每个64-QAM符号内的PTCM比特映射，(IA＝0，IB＝1，IC＝2，QA＝3，QB＝4，QC＝5)。

                         表12.全数字增强交织块映射

    分组    X_k，b，p N，n＝0...N-1    k  块b中的索引    b    块#    p I&Q，ASK映射    BU_k，b，p    18000模[n+floor(n/3000)    +2,750]  mod(3*n，8)  模(n，3)    BL_k，b，p    18000模[n+floor(n/3000)    +3,750]  mod(3*n+3，8)  模(n，3)    MU_k，b，p    18000模[n+floor(n/3000)    +2,750]  mod(3*n，8)  3+模(n，3)    ML_k，b，p    18000模[nn+floor(n/3000)    +3,750]  mod(3*n+3，8)  3+模(n，3)

两个或三个调制解调帧的分集延迟添加到备用信号中。

编码包括每个块的80个IDS信息比特，并根据收缩模式，如上所规定以及如图7所示例，将上述比特汇编为多个比特组。使用表13中所示的表达式将这些组映射到增强交织块中。

如下规定IDS交织块索引k和p：k＝块索引，在每个块中从0到29个符号，跳跃了总共32个符号中的两个训练符号(8和24)；以及p＝每个16-QAM符号内的16-QAM比特映射，(IA＝0，IB＝1，QA＝2，QB＝3)。

                      表13.IDS交织块映射

  分组  X_k，p    N n＝0...N-1    kIDS序列中的索引    p I&Q，ASK映射IDSU_k，p    120模[n+floor(n/60)，    30]  模(n，4)IDSL_k，p    120模(n+floor(n/60)    +11，30)  模(n，4)

使用以下用于行(向量)索引的表达式，能够在每个产生32个OFDM符号的IDS序列内执行交织。

$>>row>>(>k>)>>=>mod>[>11>·>>(>k>+>floor>>(>>k>15>>)>>)>>+>3,32>]>$>

k＝0...29

索引k指IDS序列内的32个16-QAM符号的其中之一。每个16-QAM符号携带4个编码比特。总共32个符号，其中有30个符号携带IDS信息，而剩余的2个符号用于训练符号(位置8和24)。

在图9中所示为接收机的去交织器和FEC解码器部分的功能方框图。输入端的构象数据包括用于每个QAM符号的I和Q值，这些数据已被解调和归一化构象格雷。为每个I和Q值分配信道状态信息(CSI)以允许接下来的比特软判决检测。由于在发送机已延迟了主信息和增强信息，因此该图中的延迟单元是为了时间对准备用音频信息与主信息和增强音频信息。在利用BU和BL比特块去交织之前，在整个调制解调帧中累积MU和ML比特块。图中的块208、210、212、218、236、238、240和242指示必须在交织块边界上(与调制解调帧边界相对)处理的功能，以便最小化处理备用或IDS数据中的延迟。

由于二进制码用于利用非二进制调制的CPTCM，因此将会受益的是从存在噪声的M-列符号中获得某种类型的软二进制度量。假设接收的噪声符号为：

y_i＝s_i+n_i，i＝1....N

假设每个符号有K信息比特，用于第k个比特的二进制度量如下给出：

$>>>\lambda >>i>,>k>>>=>ln>>>pr>>(>>b>k>>=>1>|>>y>i>>)>>>>pr>>(>>b>k>>=>0>|>>y>i>>)>>>>=>ln>>>>\Sigma >>all>>>s>j>>>1>,>k>>>\; >>f>n>>>(>>y>i>>->>>s>j>>>1>,>k>>>)>>>>>\Sigma >>all>>>s>j>>>0>,>t>>>\; >>f>n>>>(>>y>i>>->s>>>s>j>>>0>,>k>>>)>>>>,>k>=>1>,>.>.>.>K>$>

其中s_j^1，k表示构象中的第j个符号，该符号中第k个比特位置的比特值为1(同理用于s_j^0，k，这表示构象中第j个符号中的第k个比特位置的比特值为0)以及

$>>>f>n>>>(>x>)>>=>>1>>2>>\pi \sigma >2>\; >>exp>[>->>>x>2>>>2>>\sigma >2>>>>]>$>

为噪声的概率密度函数，假设这种噪声为AWG噪声。用于软比特度量的上述公式可应用于任何构象。这种解决途径的主要缺点是，它要求指数计算。通过用最大指数近似指数和能够获得一种近似度量，以便

$>>>\lambda >>i>,>k>>>\cong >ln>>>>max>>>alls>j>>>1>,>k>>>>exp>[>->>1>>>>2>\sigma >>i>>2>>>>>(>>y>i>>->>>s>j>>>1>,>k>>>)>>2>>]>>>>max>>all>>>s>j>>>0>,>k>>>>>exp>[>->>1>>>>2>\sigma >>i>>2>>>>>(>>y>i>>->>>s>j>>>0>,>k>>>)>>2>>]>>>,>k>=>1>,>.>.>.>K>$>

$>>>\cong >>1>>>\sigma >i>>2>>>[>>y>i>>>>(>>>s>>1>,>k>>>min>>->>>s>>0>,>k>>>min>>)>>->0.5>>(>>>>s>>1>,>k>>>min>>2>>->>>>s>>0>,>k>>>min>>2>>)>>]>$>

其中舍掉不相关项和常量，s_min^1，k表示最近于y_i的符号，该符号的第k个比特位置的值为1(同理用于s_min^0，k)。因此，通过这种近似(所谓的最大对数近似)从而避免了指数计算。但是，作为使用该近似的一个结果，能够使性能损失1dB的多个分之一。

现在考虑改进用于脉冲噪声环境下的可能的软度量。假设噪声符号采样通过非线性的形式(软限幅器或线性限幅器)。期望构造一种软度量，这种软度量在AWGN中近似地执行与上述考虑的度量所相同的功能，但是在脉冲噪声环境下将具有较小的恶化。即，它必须足够的“软”以最大化AWGN中的性能并当出现脉冲噪声时限制度量采样，即当出现巨大的噪声采样时防止过度的度量增加。为了该目标，考虑如图11中所示的8-ASK构象和非线性。在图11中，线290表示用于比特A的输出软度量，线292表示用于比特B的输出软度量，以及线294表示用于比特C的输出软度量。图12和13分别示例了用于4-ASK和QPSK的非线性。在图12中，线296表示用于比特A的输出软度量，以及线298表示用于比特B的输出软度量。在图13中，线300表示用于比特A的输出软度量。

根据接收的噪声信号的值，如图11到13所示，通过不同的非线性处理该接收的采样以构造软度量。构造的软比特值进一步除以为符号所估计的相应平均噪声功率值。总之，通过以下式子能够表示该软度量：

软输出 $>>i>=>>>F>>(>>y>i>>)>>sup>>\sigma >i>2sup>>>$>

其中y表示接收的噪声符号，F(.)为从图11到13中所期望的非线性，以及σ为噪声的标准偏差。

本发明使用“互补模式映射的卷积码”(CPCC)。这些码的特性为：能够将原始码分割为多个分量码，每个分量码的速率都高于原始码。分量码被设计用于在特定干扰条件或信道衰落中正常执行。而且，编码比特能够有效地映射到带宽有效信号上，该信号携带每一维数不止一个比特(例如，QAM)。

尽管已经就特定实施例描述了本发明，但是对于本领域的普通技术人员所显而易见的是，能够对上述的实施例进行各种变化，而不脱离如以下权利要求所定义的本发明的范围。