OFDM系统中基于PN序列和导频的反馈型信道估计方法及装置

摘要

本发明提出了一种OFDM系统中基于PN序列和导频的反馈型信道估计方法及装置，该方法通过获得接收信号的伪随机(PN)序列的信道脉冲响应；以及获得导频符号的信道估计；并对前述两者的结果以及前一个OFDM符号的信道估计进行合并获得当前OFDM符号的脉冲信道估计。本发明的新的信道估计方法能够完成内插功能，具有高性能和低复杂度的优点，尤其适用于高速、大多径时延环境下的OFDM系统。

说明书

                                    技术领域

本发明涉及OFDM移动通信领域，尤其涉及移动通信系统中，如超3G系统中基于PN序列和导频符号的反馈型信道估计方法及装置。

                                    背景技术

由于具有高频谱利用率和抗多径的特性，OFDM调制技术被看作未来的移动通信系统的核心技术。采用非连续幅度的多级调制方案可给OFDM系统带来高速率和高频谱利用率，同时也要求对衰落信道参数的进行估计和跟踪来完成相关解调。

信道估计可以用来完成内插功能。目前有很多信道变换的内插方法，如：线性内插、二阶内插、变换域内插和时域内插等。详见1998年二月第一期44卷电气和电子工程师协会会报关于用户电子的，M.Hsieh和C.Wei发表的《频率选择性衰落信道中基于梳状导频排列的OFDM系统的信道估计》[2]，以及2002年九月第三期48卷第223-229页电气和电子工程师协会会报关于广播的，Sinem Coleri和Mustafa Ergen发表的《OFDM系统中基于导频排列的信道估计技术》[3]。下面简单介绍变换域内插方法和时域内插技术。

变换域内插方法：基于导频符号，采用如最小方差(Least Square)算法或者线性最小均方差算法(LMMSE)计算导频信道估计，然后进行数字傅立叶变换(DFT变换)运算，把信道估计变换到变换域；在变换后的数据序列中间进行填零后，再进行IDFT(逆数字傅立叶变换)变换回频域同时实现了内插运算。

采用时域内插技术的信道估计算法[2][3]是传统的基于DFT内插的信道估计算法：通过LS算法或者LMMSE算法得到导频子载波的信道估计后，通过IDFT变换运算把信道估计变换到时域得到信道脉冲响应(CIR)，在CIR尾部填零，由DFT运算变换回频域。

变换域方法不适合于延时很大的多径信道，如UMTS车载类型B或者COST207信道，如图1所示。因为在DFT变换后的序列中间进行填零，DFT变换的有用部分被分隔成两部分，同时也破坏了这些部分之间的关联，导致估计误差。图1给出了在COST207情况下的仿真说明。

采用时域内插技术先进行IDFT变换再进行填零的方法虽然不会带来类似变换域过程中的误差，但是这种方法不能有效去除噪声和干扰。如图2所示，信道估计的性能没有改善。

                                    发明内容

基于现有技术的上述缺点，本发明提出了一种新的信道估计方法来完成内插功能，其基于PN序列和导频符号并利用反馈增强信道估计，尤其适用于高速、大多径时延环境下的OFDM系统。

本发明的技术方案是这样实现的：

一种移动OFDM通信系统中基于PN序列和导频符号的反馈型增强信道估计方法，该方法包括以下步骤：

a、获得接收信号的伪随机(PN)序列的信道脉冲响应；

b、获得导频符号的信道估计；

c、对步骤a和步骤b的结果以及前一个OFDM符号的信道估计进行合并获得当前OFDM符号的脉冲信道估计。

其中，在步骤a之前还包括在接收信号获得同步后，抽取接收信号的PN序列的步骤。PN序列的信道脉冲响应可以通过下式得到：

其中，在步骤b中，对导频符号的信道估计可以用最小二乘法(Lease Square，LS)或者最小均方误差法(Minimum Mean Square Error，MMSE)。

步骤c包括以下步骤：

c1、对步骤b中的导频符号的信道估计进行IDFT变换，得到导频的时域信道脉冲响应CIR_Pilot

c2、对前一OFDM符号的信道估计进行加权，然后进行IDFT变换，得到前一OFDM符号在时域上的信道脉冲响应CIR_前一符号

c3、将PN序列的信道脉冲响应CIR_PN，导频符号的信道脉冲响应CIR_Pilot，前一OFDM符号的信道脉冲相应CIR_{前一OFDM符号}通过合并函数获得当前OFDM符号的信道脉冲响应：

CIR_{当前OFDM符号}＝f(CIR_PN，CIR_Pilot，CIR_{前一OFDM符号})(2)

函数f(x，y，z)是一个合并函数，对MST(Most Significant Tap，最重要抽头数)条径进行最大比合并或者等增益合并算法。我们无需确定信道脉冲响应的每个抽头，因为很多抽头有效功率很小，大部分是噪声和干扰；只要确定M个最重要抽头(MST)就足够了。

步骤c2中对前一OFDM符号的信道估计进行加权是把前一时刻OFDM符号的信道估计延迟一个OFDM符号周期并对延迟后的信道估计结果进行加权。如果加权因子设在(0，1]，则反馈以前有用的CIR信息，如果加权因子设为0，则每隔一段时间就对加权CIR信息进行清零，以保持系统稳定。

还包括对CIR_{当前OFDM符号}补零后做DFT运算得到整个OFDM符号的信道估计并输给均衡器获得用户符号的步骤。

本发明的基于PN序列和导频符号的反馈型增强信道估计方法可以完成内插功能，具有高性能和低复杂度的优点，尤其适用于高速、大多径时延环境下的OFDM系统。

                           附图说明

图1是现有的变换域内插方法在COST207环境下的仿真说明；

图2是现有的时域内插技术的仿真说明；

图3是接收信号的帧结构；

图4是根据本发明的信道估计流程图。

                           具体实施方式

下面结合具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。

如图3所示为接收信号的帧结构。其中一个帧包括PN序列，循环前缀1，OFDM符号1，循环前缀2，OFDM符号2……，其中OFDM符号中为用户数据和导频符号。

如图4所示，下面以接收第一帧为例进行说明。

(1)在获得同步之后，将接收信号的PN序列抽取出来(步骤A)，并对PN序列作如下处理(步骤B)：

首先对接收到的PN序列做DFT运算，得到序列DFTPN_{Rece_m}，其中0≤m≤M-1；

假设接收信号的PN序列为[PN_{Rece_0}，PN_{Rece_1}，...，PN_{Rece_M-1}]，其DFT运算结果为：

$>>>DFTPN>>Rece>\_>m>>>=>>\Sigma >>n>=>0>>>M>->1>\; >>PN>>Rece>\_>n>>>·>>e>>->j>>>2>\pi nm>>M>>>>,>0>\le >m>\le >M>->1>$>

其次对发送信号的PN序列做DFT运算，得到序列DFTPN_{Send_m}，其中0≤m≤M-1；

假设发送的PN序列为[PN_{Send_0}，PN_{Send_1}，...，PN_{Send_M-1}]，其DFT运算结果为：

$>>>DFTPN>>Send>\_>m>>>=>>\Sigma >>n>=>0>>>M>->1>\; >>PN>>Send>\_>n>>>·>>e>>->j>>>2>\pi nm>>M>>>>,>0>\le >m>\le >M>->1>$>

将上述二者结果对应相除，得到中间结果序列Temp_m，其中0≤m≤M-1；

Temp_m＝DFTPN_{Rece_m}/DFTPN_{Send_m}，0≤m≤M-1

对中间结果序列Temp_m做IDFT操作，得到PN序列的信道脉冲响应CIR_PN＝[CIR_{PN_0}，CIR_{PN_1}，...，CIR_{PN_M-1}]，其中

$>>>CIR>>PN>\_>n>>>=>>1>M>>>\Sigma >>m>=>0>>>M>->1>\; >>Temp>m>>·>>e>>j>>>2>\pi nm>>M>>>>,>0>\le >n>\le >M>->1>$>

(2)接下来进行导频处理获得导频符号的信道估计(步骤C)：对OFDM符号中的导频，即图3中的，进行LS或LMMSE估计，得到导频估计序列CE_P，其中0≤p≤P-1，P为一个OFDM符号中导频的个数；

(3)接着对第(1)步和第(2)步的结果以及前一个OFDM符号的信道估计进行合并以获得当前OFDM符号的信道脉冲响应(步骤D)：

3a：对导频估计序列CE_p(0≤p≤P-1)进行IDFT变换，得到导频符号的信道脉冲响应CIR_Pilots，即

>

3b：对上一个OFDM符号的信道估计结果加权后，进行IDFT操作，得到上一个OFDM符号的信道脉冲响应CIR_{PreviousSymbol}，即

$>>>CIR>>PreviusSymbol>\_>n>>>=>>1>N>>>\Sigma >>p>=>0>>>N>->1>\; >>w>p>>>CE>>PreviousSymbol>\_>p>>>·>>e>>j>>>2>\pi np>>N>>>>,>0>\le >n>\le >N>->1>,>$>其中w_p为权重因子

3c：对上述得到的三个序列，即PN序列的信道脉冲响应CIR_PN，导频符号的信道脉冲响应CIR_Pilots，上一个OFDM符号的信道脉冲响应CIR_{PreviousSymbol}，进行合并处理，得到序列CIR_{ThisOFDMSymbol}。合并操作需要确定两个量：CIR位置(即n)以及CIR的大小(即CIR_{ThisOFDMSymbol_n})。同时我们无需确定信道脉冲响应的每个抽头，因为很多抽头有效功率很小，大部分是噪声和干扰；只要确定M个最有效抽头(MST)就足够了。如果是快速衰落信道，CIR变化快，因此只能对三个CIR的位置(即n)进行合并处理，可以根据三个量进行等增益合并或最大比合并，从而确定哪些n予以保留，哪些n置零。予以保留的n上CIR的大小等于CIR_Pilots对应n的大小，即如果确定当n＝0时予以保留，那么

CIR_{ThisOFDMSymbol_0}＝CIR_{Pilots_0}。

如果是慢速衰落信道，由于CIR变化缓慢，因此可以对CIR的位置以及CIR的大小同时进行合并，合并的办法可以是等增益合并或最大比合并；

3d：对CIR_{ThisOFDMSymbol}扩展为N点序列(N为OFDM符号的长度)，其中在第3c步予以保留的n保持不变，其余的n全部置零；

3e：对扩展后的N点序列CIR_{ThisOFDMSymbol}进行N点DFT变换，得到对应于当前OFDM符号的信道估计结果，即

$>>>CE>>ThisOFDMSynbol>\_>m>>>=>>1>N>>>\Sigma >>n>=>0>>>N>->1>\; >>CIR>>ThisOFDMSynbol>\_>n>>>·>>e>>j>>>2>\pi nm>>N>>>>,>0>\le >m>\le >N>->1>$>

(4)将CE_{ThisOFDMSymbol}分为两路，其中一路信号送给均衡器，对当前OFDM符号进行均衡从而得到用户符号；

(5)将CE_{ThisOFDMSymbol}的另一路信号延迟一个OFDM符号(步骤E)，送至加权器；加权器对信号进行加权处理(步骤F)。为了防止错锁或死锁，因此可以使得每一帧开始前重置所有的结果，即设定权值w_p＝0。其余情况，可设定权值为1。

对第二个OFDM符号进行操作，跳到第(2)步继续处理。

将本发明的技术方案和现有的信道估计方法相比，可以得到下列结论：

在快速移动环境中，用本发明的信道估计方法得到的信道估计质量有显著的提高，并且适合于低信噪比环境。而且，本发明除了要求CP长度必须大于多径信道的最大延时外，对帧结构没有任何其它限制。另外，由于每帧只有一个PN序列，本发明不会增加系统的复杂度。