用于在单条内部双绞线上操作的家庭及小公司电话系统

摘要

本发明是用于在多条外部电话线路(12)与单条内部双绞线(20)之间通信的电话通信系统。该系统包括一个控制单元(10)，用于与多条外部电话线(12)连接并且控制多条外部电话线(12)与共用双绞线(20)之间通信的控制单元(10)。在建筑物中将多个站台单元(18)远程地连接到共用双绞线(20)。控制单元(10)在数字信道上在时间帧中与多个站台单元(18)通信，该时间帧分为多个时隙。保留每个时隙的特定部分，用于控制在控制单元(10)与站台单元(18)中的每一个之间的通信。

说明书

本发明涉及电话系统的领域并尤其涉及其中可在一单条共用电话线上操作多个站台的电话系统。

系统说明

就典型方式言，电话用户均系采购并操作家庭及小公司电话系统。此外，其中装设此种电话系统的电话用户或大楼业主均系同样负责内部电话线路的架设和维护，内部电话线在该大楼的进入点处的电话公司线路终端处开始。非常普通地，可用在一处家庭或小型办公室内的内部电话线路为一种单线系统。换言之，虽然可具有多个电话插座，但却系将每一该等插座予以并联耦合至该结构内的一条单独电话线。所以，在该线路上一次只可载送一个电话的通话，如系拾取两个手持话机，就会将该线路上的功率分布在两具活动的手持话机之间，结果具有声频音量的损失。此外，一般而言，均必须将该通信以及中央局线路予以共用地保持在两位参与者之间。

已尝试过若干设计，用以扩充一条单线内部电话网络的通信能力，大部分的该等设计均涉及各种话音频带多路复用设计。由于此种电话网络的特色及复杂性增加，故将更大的要求置于多路复用系统上。当必须将该系统具有完全特色时，该多路复用设计的复杂性受到限制。举例说吧，当该系统必须提供一位自动话务员以提供来电呼叫的话音讯息回答，电话站处的传真、电话、调制调解器及回答机的特别处理，分机拨号，许多独立公务电话特色及传真特色，以及将大量电话站全部容纳在易于适合扩充及修改的一种经济封装内时，则现有技术不能提供实用的解决方法。其困难的发生均来自包含下列项目的原因：(1)如果采用一种星线系统(通过每部电话的一条单独电线)时对该设施实施布线或重布线中所涉及的费用及人工；以及(2)实施共用一条单独共同线的一种数字或频带(调幅，调频等)形式时的复杂性及技术困难。最后，才是在一种多路复用系统中处理具有完全灵活性和适应性的多种特色及站台时所必需的高通信及电脑开销时间。所必需载送的数字通信量时常受到限制以及该系统在高峰期间或不寻常要求状况时失败。

在本行技术中大家都知道采用一主控器及多站控制器的许多多线(星线)以及某些双线小型电话系统。许多星线系统均因固有布线复杂性以及下列问题两者而受到损害。一种典型双线系统为Rock-well公司未成功提供的8002MCD型基键电话系统。在此种系统中，不仅主控器中需要一种复杂的处理器，而且在每一站台处也需要一种复杂的处理器，增加该系统的成本和复杂性。一种对多处理所建立的结构使该系统中的改变成为困难重重，因为，必须在控制器程序及站台程序两者中完成修改。这些多处理器之间的通信是复杂的，当站台数目增加时，总体通信在繁忙期间就能成为很慢。只能很少地改变几项特色，因为，大部分的特色仍然需要站台及控制器程序两者中的改变。

在该Rockwell系统中，乃系采用语音信道，数字信道与一条双线电话线上的一参考信号的混合并利用具有调幅信号的双旁带抑制载波。可是，此种Rockwell系统却并未限定数字数据通信的结构，它亦未除去每一站中的一独立控制处理器的需求。所以，虽然它容许一条单独双绞线电话线路上的多信号，但却并未对多处理复杂性提供任何简化，亦未解决多处理结构中所固有的非灵活性。此外，此种产品均因严重杂音，相销，及同步问题等而受到损害，此等问题最后注定它要失败。

所以，所需要的是一种单条双绞线多信道电话系统，此种系统可为经济合算且易于适合家庭或小公司使用并具有执行上述功能的能力及灵活性而没有不当的复杂性，成本费用或在繁重要求或不寻常使用状态下的易于失败。此外，它需要解决此一系统中所固有的重要杂音及同步问题而不依赖一种全数字(且极昂贵)解决方法。

简化式处理器

传统式通用处理器一般都是根据一只读存储器中所储存的程序利用一指令计数器操作，以期按顺序或根据具有程序规划跳越的顺序读取储存的指令。此种结构比较复杂，需要很多晶体管来实施，所以，当集成此种功能时，将会使用一晶片的庞大面积，并且对实时通信的循环时间颇为费时。此种处理器的缺点是在无需一般程序规划能力的应用中尤其困难重重。

所需要的是一种处理器的结构和操作方法，该种处理器对只需有限数目的操作且会避免一通用处理器的额外开销及时序缺点的应用更为有用。

传输信号设计

在一种典型微小电话系统中，均系将一条独立双线从一控制单元或主送受话器耦合至每个远端台或手持电话机。此种型式的系统普通均被称为“星线”(Star wire)系统。其控制单元决定消息的来电地点以及根据所选择的那条双线决定它所应去的地方。此种系统所具有的缺点是需要对每个连接至该控制单元的远端台均提供一条独立双线，这样，才会消除使用标准室内电话线路，因为，传统式家庭布线一般都在一单条双线上并联地连接至全部分机或电话站。

先前技术亦设计过一种设计，其中在连接至一控制单元的多个远端台之间共用一单条双线。该控制单元或送受话器则系借利用一项以消息为基础的协议来管理电话网络。当任何时间欲传送一电话呼叫或消息时，无论它是一远端台或控制单元，该发射单元均在该网络中启动一消息，其方法为传送一项起始数据协议，该项协议界定该消息的发话人及受话人。此种以消息为基础的协议型式是当遥远单元的数目及系统活动增加时会受制于减缓或锁住的限制。

所需要的为一种小型电话系统用的不受制于先前技术限制的通信协议。特别是，该协议应消除每次以随意方向传送一消息时该系统均要建立一项握手协议的需要，以避免多个单元之间在有效通信期间的减缓。此种协议亦应容许以脉冲格式在同一线上传输串行数字数据而不影响发信速率，因而，可快速运用诸如一显示器等组件而未影响发信响应时间。此外，必须实施一种良好的误差校正设计而未影响信号响应时间。不论传送方向为何，均应快速传送串行数据，以供显示或用在其他串行通信网络应用中。

电压控制晶体振荡器

一般而言，先前技术的电压控制晶体振荡器均未使用MOS-FETS将该振荡器中的放大器级的输出阻抗调变，以转移该输出的相位，以期改变该晶体控制振荡的频率。此外，一般并非设计先前技术电压控制振荡器予以易于集成在大型通信电路中。

所需要的是一种采用相移技术的晶体控制电压振荡器，其中可在一种紧密稳定范围内调节振荡频率，该种振荡器具有适合集成电路的拓朴学并且运用一微小晶片面积。

发光二极管驱动器电路

用于驱动多发光二极管(LEDs)的标准方法为经过一串联电阻并联驱动它们并由适当逻辑信号予以转接。通过任何发光二极管的电流，于关闭也是与该二极管成串联的逻辑开关时，均是由其对应串联电阻器的数值所决定。当全部发光二极管均点亮时，其电流是增加的并且是丰富的，视发光二极管的数目而定。

所以，所需要的是一种其中可将用来驱动许多发光二极管的总电流保持固定常数并且以低功应用为限的电路。而且，如果将采用该二极管的机构予以也是用于通信的线路上实施线路供电，则应尽可能避免令该通信线路所承受经由该等发光二极管转接电流所产生的噪声量，因为，它可能干拢该项通信。此外，还必须尽可能保持所供至每一发光二极管的电流为固定常数，以便在很多发光二极管内保持一致的发光二极管亮度，无论所可能点亮的发光二极管是多少。该等属性就并联发光二极管(LEDs)转接来说是难以保持的。

自动定时补偿一条通信线路

采用一条内部电话电缆并且以高频传送语音及/或数据调制信号的电话系统，其特征为该控制单元与站台单元之间以及两个站台单元之间所传输的信号之间的线路延迟。为了补偿此等线路延迟，现有技术已设计有电路，用以如果该线路延迟高于一预定最小值并提供线长规格变化时，提前该发射信号或延迟该接收信号，不然，才接受较小的线路延迟错误。

现有技术中所使用的另一方法为人工调节架设时连接至该线路的补偿组件，以便试图消除线路延迟变化。

所需要的为某种型式的电路，该电路会对传输信号提供自动调节，以避免线路延迟，亦即，一种可以低成本实施并且调节诸如插入一新的站台时所可能发生的电位负载变化的电路。

一种低成本适应性回波平衡方法

当任何时候一电话系统中具有四变二的线路转换时，均具有一项发射信号的回波，此种回波在设计该系统时必须加以考虑。在那里回波并不重要的此种应用中，提供一固定组件平衡网络通常为一种满意解决方法。在那里回波消除更为重要的其他应用中，通常都是采用一种特别适于消除该回波的信号处理器。

所需要的为某种型式的装置及方法，其中在一固定网络并未提供一种满意解决方法但根据一种供回波消除用的数字信号处理器该固定网络却不需要更昂贵补偿时的应用中，才可完成回波消除。

一种成对双绞线多信号电容器耦合的通信线路接口

一种用以将多信号接合在一条内部(屋内或办公室内)双绞线通信线路上的一般现有技术装置由一变压器组成，在该变压器的初级绕组两端连接有该内部通信线路以及在该变压器的次级绕组两端提供有一发射缓冲器及接收缓冲器，以供与内部电路的双向通信之用。该内部通信线路可为一家庭或办公室内的一条电话电缆以及将它耦合于其上的内部电路会是一条键控电话电路或手持话机。可将多条此种发射及接收电路并联耦合在该变压器的次级绕组两端，以便将该同一地点处的多信号源经由一单独界面耦合至该内部通信线路。所要耦合至不同位置处的内部通信线路的每一信号源当然需要一独立变压器并且在一种典型系统中使用与遥远信号源数目相对应的多个变压器。

一种有用系统所必需的庞大数目变压器会产生磁化电感，漏电电感，铁心饱和及谐振等重大累积，此种累积会降低较大频带宽信号的通信传输，因而，严重限制能予以可靠耦合至内部通信线路的接口数目。

所以，所需要的是一种电路及方法，以提供一对双绞线的接口，此种接口会支持：(1)经由同一接口同时在该绞线路上面传输多种信号，诸如一参考频率，数字信令数据及/或使用不同频率的语音调制；(2)在该线路上经由好系统接口同时从不同位置传输信号；(3)线路负载及其他系统负载中的重大变化而没有显著信号退化；(4)在相同线路上供应直流电力；(5)一种共用低阻抗线路负载；以及(6)回波消除，以消除因传输而起的错误数据。

电话线接口

一种典型电话线接口均采用一变压器耦合至中央局线路以及耦合至电压器次级绕组的两个缓冲放大器，以便对被实施接口的装置提供一输出信号及输入信号，无论是一共用电话或一种复杂PBX系统。兹将此种现有技术线路接口单元的实例表示在图21中并包含具有次级绕组340及初级绕组342的变压器338。使用放大器344产生其输出信号并予以耦合至次级绕组340，同时放大器346以其输入信号驱动次级绕组。与发射放大器344相结合的总和电阻器348是将该输入信号与输出信号相加，借以提供基本回波消除。输出驱动放大器346及其相关总和电阻器350和输出电阻器352都是经由耦合至初级绕组342的电话线路上的变压器338驱动相关输出信号。

图21的实施情形则因有关重大变化不定的电话线特性及变压器338而起的电抗参数的错误回波信号而受到损害。

一种采用倍压及CMOS技术的压电驱动器

一种典型现有技术压电电路采用本系统内现成可用的转换正/负电源，或者就变换方式言，采用被耦合至该压电驱动器的某种型式电源，以提供需要时予以接入的一项较高电压。此举对一压电振铃器比一电话电路中所通常可用的提供一较高电压的问题为一种比较成本昂贵而又浪费空间的解决方法。

所以，所需要的是某种装置，用以将一较高电压加至该压电元件而无需提供一额外较高电压电源，因而，可以一种与集成电路技术相容的方式以低成本提供音量改善。

电压限制器

现有技术的放大器用的电压限制器一般采用按一个或两个方向并联耦合在该放大器输入及输出两端的级联二极管，以限制该放大器的电压范围。但却限制该等级联二极管的线性范围。

所以，所需要的是某种型式的电路，其中可在一种更接近该等电压限度位置的扩大线性动态范围内完成一放大器两端的电压限制。

成对双绞线多信号电容器耦合通信线接口的线路供电

当远程电子装置由该通信线路供电时，必须考虑通过提供和该等通信号一样的相同线上的电力所产生的噪声。在一条典型室内电话线中，此种型式的噪声一般并不严重，因为，所有操作装置均共用同一通信信道以及参与该项通信的相同伙伴。在此种情形中，任何噪声均与进行中的语音通话同步，故一般而言，并无害处。在诸如一电话及调制解调器通信中具有并非相容信号的装置之间共用该线路时的情形中，该用户一般而言并未同时使用该等不相容装置，因而，才会避免此种冲突。可是，如果共用该同一电线的多种装置的同时无关连通信，则线路供电就会变成非常复杂并且如果需要低噪声时，其解决方法就会代价高昂了。

在一条双线线路中，都在一正电压处设置一条线以及在负电压处设置另一条线，以提供流至该等远端台的一股固定常数电流。为了对此种系统供能，一线路电源必须首先将电压安放在该线路的双线两端。因此，该等远端台必须具有用于以一项固定预测速率自该线路吸取电力的装置，以便使在该线路上产生可能干扰该项通信的噪声的机率减至最小的情况。

数字及模拟电路一般采用一常数电压并具有可变电流要求。此外，许多此类电路均需要好几种不同电压各供应其有不同时间的不同电流要求。更属合意的作法为使所需要的不同型式电源减至最小的情况以及在正轨与负轨之间尽可能多提供电流平衡，以便避免该等电源相对于该等供应双线线路的电压为准的漂移。

所以，所需要的为某种型式的装置与方法，供线路供电之用，因而，使多种装置能与具有无关连信号的多条信道一起使用一条共同线路，该等装置均与不同伙伴连通而未经由线路供电产生干扰任何通信的噪声。

本系统及其芯片

本发明为一种供多条外部电话线路与一单条室内双线线路之间的通信用的电话通信系统。本系统包括一控制单元，用以耦合至多条外部电话线路以及用以控制多条外部电话线路与共同双线线路之间的通信。将多个站台单元在全栋大楼内遥远地耦合至该共同双线线路。每一该等站台单元都在多条语音频带或信道中的一条上与该等外部电话线路中的任何一条线路或者在该控制单元的控制下与另一站台实施选择性通信。每一该等站台单元均系与该控制单元在该共同双线线路上的一独立调幅频带或信道上传输数字控制及数字信息。该控制单元是在此数字信道上与多个站台单元按细分成多个时隙的时帧连通。将每一时隙的一指定部分保留供该控制单元与该等多个站台单元中的一个单元之间的控制通信之用。该等站台单元中的每一单元与控制单元之间的全部控制通信都发生在每一时帧内的时隙的选择部分内。因此，才会产生该单线共同双线上的控制通信而无需该控制单元或站台单元内部的复杂控制硬件。该等站台单元与控制单元之间的通信是在至少一条调幅数字信道上。

该控制单元产生一个将多个站台单元与其同步的参考频率。并且经由利用晶体控制振荡器与该参考频率的相锁同步将该等站台单元及控制单元予以相互同步。

该系统更包括该控制单元中的多个调制接口。一MAN晶片一部分中所包含的第一调制接口服务该等外部电话线路中的一独立线路。该等多个调制接口的一个接口并且充作为一主接口以及将其余调制接口附属于该主接口。

该控制单元与该等站台单元中的多个调制接口(MAN)晶片—多频带声频网络)均为相同，但却在根据该系统内的其个别操作位置的不同模式中操作，因而，才提供一种根据一单独集成电路的系统。

该控制单元亦包含可规划程序的中央微处理器并且将该控制单元与多个站台之间的全部通信特色以及其与外部电话线路的关系储存在此控制单元处理器中，因而，可通过修正该控制单元中所储的程序来修正该整个系统。由于此举的原因，才可更易改变该系统并且甚至可经由耦合至该控制单元的外部电话公司线路予以遥远地修正。

该控制单元经由一数字数据信道与多个站台单元连络。该数字数据信道并具有两个经由相移键控以相位正交同时传输的数字信号。

该数字数据信道为完全双工制并且经由该时帧的一部分传输串行数字数据。将该时帧的其余部分用于该控制单元与多个站台单元之间的控制信息传输。

该控制单元与多个站台单元利用其MAN(多频带声频网络)晶片在该数字数据信道上面编码，产生并传输该共同双线线路上的控制及状态信息。

在该共同双线线路上面同时(与上述参考信号及数字数据和数字数据信道一起)连通多条语音信道以及该控制单元乃系包括一条电路，用以按规划程序的方式引导该等语音信道的选择，以期在耦合至该单条共同双绞线的站台单元中间选择性地网络该等多条语音信道。

该等控制单元及多个站台单元利用每一单元内所包含的MAN晶片所更包括的一个能以规划程序式方式实施逻辑交换与感测，键盘与显示控制，以及音调与脉冲产生等的可控输入/输出口。

该等控制单元及多个站台单元利用每一单元内所包含的MAN晶片所包括用以与一通用微处理器完成接口的电路，以供与该微处理器双向交换数据，控制及状态信息之用。

该控制单元亦包含检测不同音调及脉冲并产生语音消息的电路，以便提供一种完整特色的企业电话系统能力，虽然该等特色的本身并非独特的。

采用一种固定时隙协议的一种简化的面向总线的处理器

本发明亦包含一总线取向处理器，该处理器包括一数据总线，该总线具有以该总线上为该处理器的外围设备的装置为准的固定时隙访问。经由该数据总线上的时帧的固定及独特部分访问每一外围设备。将一通用逻辑单元耦合至该数据单元。该通用逻辑单元就该时帧内的固定时隙期间读自或写至该数据总线的数据完成一项预定作业分类。

该处理器更包括多个耦合至该数据总线的寄存器。并在该时帧内的选择及固定时隙期间内自每一该等寄存器读取或写入信息。亦提供多条对应的组合及逻辑电路。并将每条组合及逻辑电路耦合至该等寄存器中的一个以及耦合至该通用逻辑单元，用以接收一比较/传送控制信号CMPCRY，以表示是否有一比较或传送曾发生或未发生在该通用逻辑单元内的一对应作业期间内。

该处理器更包括用以储存位标志及其他机器状态标志的多条位存储电路以及多条对应的组合及逻辑电路。将该等对应组合及逻辑电路耦合至定时及控制总线。一项逻辑组合是由来自该定时及控制总线及该CMPRY的对应组合及逻辑电路所检测的并将该位标志储存在该位存储电路中，用以产生一条件逻辑信号。

该通用逻辑单元只执行两项基本型式的指令。第一种型式为比较指令及第二种型式的指令为增量/减量指令。

每一时隙均由专用周期组成。按一种固定顺序等级使每一周期及每一时隙内的单周期的一部分均用于总线预充电，来自该总线的选择性数据传送或传至该总线的逻辑性数据传送，因而，可保持总线电压电平以及可避免竞争情况。

本发明亦为一种操作将一指令传至一处理器的方法。此种方法包括重复执行一种顺序的定时步骤的功能。该等步骤包括下列项目：将该数据总线预充电；在一段第一专用时间周期内视指令而定选择性读取来自该总线的第一数据信号将该总线预充电；在一段第二专用时间周期内根据指令选择性读取该数据总线上的一第二数据信号；在该第二以及第三专用时间周期起点期间内根据指令就第一及/或第二数据信号选择性执行一预定数目操作中的一项操作；在该第三专用时间周期内根据指令选择性录写该项操作的结果；以及在该第三专用时间周期内根据指令选择性地产生一逻辑信号CMPRY并且根据该步骤的结果，执行一项诸如将该数据写入一寄存器中的步骤的控制行动。

执行该指令的步骤由下列步骤之一组成：

比较该等第一与第二数据信号以及将该第一数据信号选择性增量；

比较该等第一与第二数据信号以及将该第一数据信号选择性减量；

将该第一数据信号增量；以及

将该第一数据信号减量。

传输信令设计

本发明为一种用以在一单条双线电缆上与多个站台通信的方法中的一种改良，该改良包括按一种时帧顺序与多个站台双向通信的步骤。将每一该等时帧分成与该等多个站台相对应的多个时隙。该等时隙中的每一时隙都专用于该等多个站台中的一指定站台。该双向传输的步骤包括以该时隙的至少一个部分传输串行数字数据(亦即流水格式传输数据)及以该时隙的至少另一部分传输信令数据(亦即控制信息)。其中含有该等站台单元与其同步之一时帧同步的每一该等时帧在该双线电缆上通信。因此，才会完成与该等站台一起的有效数据信令而未大量依赖系统活动。

此种改良更包括将一参考信号自该控制单元作为一单独定时信号传输至该等站台的步骤，针对该定时信号才会由感测该时帧同步的电路将每一该等站台单元的时帧实施同步。

该项改良更包括就连续时帧中的其对应专用时隙内的每一站台单元根据检测传输误差所决定的执行一回波通信协议并选择性地校正信令数据中的传输误差的步骤。

在该双向通信中，将该信令数据与接收该通信的站台内的一指定寄存器相互关连，因而，在硬件中才会易于实施该双向通信。

每一时隙均由三个字节周期组成。该等周期中的两周期用于串行数据并以其第三周期用于信令数据。

将每一该等时隙均予以分成一种顺序的专用字节周期。令每一该等周期均用于有关该控制单元与该站台单元的通信的可识别成组的信令数据及串行数字数据。并使该信令数据引向或来自该站台单元内的独立特定寄存器。

压电控制晶体振荡器

本发明为一种集成电路晶体控制的电压控制振荡器，由与多个相移放大器两端所耦合的一晶体控制反馈环路相结合的多个相移放大器两端所耦合的一晶体控制反馈环路相结合的多个相移放大器组成。对该等相移放大器施以电压控制。不论加至该等相移放大器的任何控制电压，一偏压追踪电路都会保持该等多个相移放大器内的一固定常数偏电压。因此，才会在一种延伸范围内保持该电压控制振荡器的输出频率的控制情况而没有该等相移放大器的饱和现象。

每一相移放大器均由一具有一输出节点的CMOS反相器，耦合至该输出节点的一电容器以及一电压的控制输出阻抗调制电路等组成，用以调制该输出节点的阻抗以及该输出节点处的相移。该电容器为一对耦合至该输出节点的CMOS并联晶体管。

更具体地说，该等多个相移放大器并包括三个CMOS反相器。每一反相器均具有一输出节点。将该等CMOS反相器予以相互串行耦合起来，以构成一第一、第二及第三反相器的一种级联链。两对CMOS并联晶体管包含一电容器。一对该等CMOS并联晶体管则被耦合至每一该等第一及第二反相器的对应输出节点。将两条CMOS电压控制调制电路耦合至第一及第二反相器的输出节点，将该等第一及第二反相器的输出节点的动态阻抗调制，以控制第三反相器输出处的电压相移。该第三反相器的输出则被耦合至该晶体控制反馈环路，由该第三反相器的输出节点处的相移顺次控制该晶体控制反馈环路的谐振频率。该电压控制振荡器所具有的基本频率是由加至该CMOS阻抗调制电路的一电压信号决定的。

该电压控制振荡器被制造在一CMOS集成电路中，使第一及第二反相器与两条对应CMOS阻抗调制电路均具有视集成电路处理参数而定的操作特性曲线，其中并将两个对应CMOS并联晶体管耦合至该等对应第一及第二输出节点，以产生超额相位迟后来至少部分消除该等集成电路处理参数对操作特性曲线的影响。

该偏压追踪电路包括一匹配虚设电路，该虚设电路在操作特性曲线方面匹配该两CMOS输出阻抗调制电路。该虚设电路具有一虚设节点。将一控制电路耦合至所加至该电压控制振荡器的控制电压。该控制电路驱动该虚设电路，以便在该控制电压改变时，将虚设节点保持无位移电流。该控制电路被耦合至该CMOS电压控制调制电路，以便当控制信号改变时，使第一及第二反相器的输出节点真正无位移电流，使该等相移放大器的自偏压与控制电压真正无关。

匹配该三反相器以及该控制电路并包括两个虚设反相器，该两虚设反相器各与该三匹配反相器匹配。并加入一运算放大器。该控制电路的每一该等匹配虚设反相器均被耦合至该运算放大器的两个输入中的一个输入。该虚设输出节点则被反馈至该运算放大器输入中的一个输入，以便借以该运算放大器的输出驱动该虚设电路来将该虚设节点保持在一净零位移电流处，以使该节点保持在一净零位移电流处，同时并将该控制电路加至该虚设电路。该运算放大器的输出被耦合至每条该等CMOS电压控制调制电路来同样驱动每一该等CMOS电压控制调制电路，以使该等对应第一及第二输出节点保持在一净零位移电流处。

本发明的仍一另外特征为一种用以操作一CMOS集成电路中的一电压晶体控制振荡器的方法，此种方法包括在一输入节点处接收一输入信号；以及相移该输入信号的步骤，以便由电压控制相移电路的电路产生一输出节点处的一相移输出。来自该输出节点的相移输出信号则被反馈至一晶体控制谐振电路。该晶体控制谐振电路的输出被反馈至该输入节点。重复每一该等先前步骤，以产生一再生振荡器。该振荡器的基本频率由该晶体控制反馈电路决定。修正以一电压控制信号实施相移步骤时所加入的相移，以改变该项基本振荡频率。随着该电压控制信号的改变将相移步骤中所使用的相移电路的直流偏压保持固定常数，以扩充该基本振荡频率的电压控制调节的范围而未使该等反相器饱和。

该项保持自给偏压的步骤所包括的步骤：为将该电压控制信号加至一虚设电路，以匹配该相移电路；产生一门控信号，当予以加至该虚设电路时，该门控信号才会保持该虚设电路的自给偏压与该电压控制信号无关；以及将该门控信号加至该电压控制振荡器内的电压控制相移电路。

此种方法更包括增加来自该等相移电路的电压范围输出的步骤，其法为将CMOS并联电容性晶体管加至由本身类似该等反相放大器FETs的CMOS FET的栅极所构成的输出。

此种方法更包括增加该电压控制振荡器中的相移步骤期内的相移程度的步骤，其法为提供两条级联相移电压控制电路，该两电路由该电压控制信号所并联驱动并予以耦合成串联，以提供该电压控制振荡器内的一超额相移迟后为大约90度。

发光二极管驱动器电路

本发明为一种用以驱动多个发光二极管的电路，该电路由一条多个发光二极管的串联电路组成。将多个开关提供在此串联电路中。该等开关中的每一开关均被并联耦合在该等多个发光二极管中的一对应发光二极管两端，因而，使发光二极管的串联电路与开关的串联电路一起集体组成一阶梯网络。一恒流源被耦合成与该阶梯网络串联。因此，才会以具有最大减低能量的大致固定发光强度有效驱动该等多个发光二极管。

该电路更包括多条串联发光二极管电路与多条对应串联开关电路，以构成多条对应阶梯网络。每条该等阶梯网络均被耦合成并联。该电路更包括一条耦合至每一该等阶梯网络的门控电路，用以将该等对应并联阶梯网络中的一条网络选择性地耦合至该恒流源。该门控电路依顺序选择性地开关每一该等阶梯网络并具有重叠定时，因而，每次与该等多条阶梯网络中的至少一条截断时，该恒流源从未在该顺序内。其结果才为可以一种预定工作周期操作该电路以供时间多路复用目的之用。

本发明亦为一种利用对串联电路中的多个发光二极管提供一电流的方法驱动多个发光二极管的方法。经由任何选择二极管周围的一条开关分路将该电流分路，该二极管被决定为在一种暂时断电非发光情况中。故将流过发光二极管与分路的串联电路的电流保持恒定。因此，不论该等二极管为通电或断电状态，均以许多二极管共用同一电流时的低功消耗及以该电流保持恒定时的低噪声驱动多个发光二极管。

此种提供一电流并将该电流分流在该等发光二极管中的选择发光二极管周围的方法所进一步包括的步骤为经由多条串联发光二极管电路中的至少一条提供一电流并经由该等多条串联发光二极管电路及对应分路中的每一条电路控制该电流，以选择性地停止及开始该电流，并同时经由该等串联发光二极管电路中的至少一条随时保持该电流。因此，才可以不同工作周期驱动该等串联发光二极管电路供多路复用目的之用而没有产生电流尖波(及这样的噪声)。

自动定时补偿一条通信线路

本发明为一种用以补偿具有一条单独传输线路的一电话通信系统中的线路延迟变化的方法，此种方法包括在一控制单元与该线电路所耦合的多个站台单元中的至少一个站台单元之间的单线上初设传输的步骤。有效完成此种补偿的方法为保持每种传输装置中的两个独立时基(发射与接收)并以接收时间为准提前发射时间(以发射时间为准延迟发射时间)。在将该系统接通或加上电源时，才将该项传输初设于该接收定时内的发射提前时间的一预定延迟数值。而后，该控制单元才会执行该系统上的测试并根据该单独通信线路上所感测的实际线路延迟自动调节该线路延迟的预定起始数值。因此，才会自动容纳该电话系统内的线路延迟变化。

该项自动调节线路延迟的步骤所进一步包括的步骤为自动测量电容效应并借以决定该单独通信线路的近似电容以及计算一项新的发射提前时间，以便更近乎补偿关于被连接站台单元的线路延迟。该控制单元能执行的测试具有好几种型式，以便决定线路电容及最佳情况提前时间。本设计将一音调信号注入其发射信道的一条信道中并测试其可调发射信号反馈消除电路的各种发射位置及不同设定点，以及监测其接收信号信道上的相对信号电平。而后，将特定峰值及零值读取位置处的反馈设定点应用至一查表，以决定该发射提前定时的最佳情况设定点。

可就经由该单独通信线路耦合至该控制单元的每一该等多个站台单元执行该项自动调节该预定发射提前的步骤。可对每一站台单元完成一项独立自动调节，或者可完成一项单独全系统调节。

可设定该项发射提前定时的方法为利用一种静态最佳情况调节，其法为通过以独立及最佳情况方式调节或设定每一个别传输装置(站台单元或控制单元)中的定时数值，以设定一项视该线上的其物理位置以及其与全部其他传输装置和尤其是该控制单元的计算最佳妥协定时关系而定的固定数值。

亦可调节发射提前的方法为使用一动态设定点，视每一站台手边的通信任务而定。完成此举的方法为在开始两个特殊传输装置之间的通信以前将该两装置特别调节至特定定时调节，以供使该一通信达到最佳情况的唯一目的之用。可就特定麻烦状况或可能整个系统完成此举，以期可对操作或者仅为更佳性能延伸其线路长度。可是，此举却是一项极端复杂而又费时的电脑任务。

一种低成本适应性回波平衡方法

本发明为一种用以消减一条通信线路上的回波信号的方法，该方法包括一条耦合至该通信线路的求和电路，以供与其作双向信号传输之用。该求和电路具有一求和节点。该求和电路将为该通信线路上的发射与接收信号的测量的信号相加。一平衡网络电路将一选择阻抗耦合至该求和节点。一处理器接收来自该求和节点的一信号并对该平衡网络电路产生一控制信号，以选择所要耦合至该求和节点的一阻抗，以消减该处理器电路收自该求和节点的信号。因此，才会大量消减位于该通信线线路上的发射信号回波。

该平衡网络电路包括多个选择性转接阻抗元件。该等转接阻抗元件均由多个转接式电容元件与转接式电阻元件组成。

该处理器电路则包括一尖峰检测器电路，用以产生与来自该求和节点的一放大信号相对应的一恒定模拟电压。一模拟数字转换器将该恒定模拟电压转换为一数字信号。可由一模拟脉宽电路代替该模拟数字电路以降低成本。一数字处理器接收该数字信号并产生所要耦合至该平衡反馈电路的控制信号，用以改变该平衡反馈电路的阻抗，以使该回波信号减至最小的情况。

该电路更包括一测试音调信号产生电路，用以将一预定测试音调耦合在该通信线路上及该求和节点内以产生自该通信线路耦合至该求和节点的回波信号。

该电路更包括耦合至该通信线路的一站台单元。该控制单元则与该站台单元在该通信线路上面通信。该站台单元同样设有一求和电路及平衡网络电路。对应于该控制单元的处理器电路则将控制信号传至对应于该站台单元的平衡网络电路，以真正消减该站台单元处的回波信号，和由控制单元处的处理器电路及对应平衡网络电路所生的回波信号的最佳消减情况所决定的情形一样。

一种成对双绞线多信号电容器耦的通信线路接口

本发明为一种用以将一条双线通信线路耦合至多个信号源的系统，该系统包括多个电压电流放大器。每一电压电流放大器均被电容地耦合至该通信线路。该电压电流放大器在该通信线路与该等多信号源中的一个信号源之间实施双向传输。加入一电压，用以提供多个电压电流放大器与该通信线路之间的高阻抗。因此，才会将多个信号源耦合至该通信线路而没有变压器耦合的互感、漏电电感、固有谐振，磁介质的非线性或绕组电阻特性等特征。

每一该等电压电流放大器均包括两个差动放大器。每一差动放大器均具有一输出被电容耦合至该等包括该双线通信线路的通信线路中的一条。该两差动放大器中的一个操作为一电流源进入地线以及其另一差动放大器则操作为一电流源脱离地线。

该系统更包括一个具有两输入的RC耦合差动接收放大器。每一该等输入均被耦合至该通信线路中的双线中的一线。该差动放大器具有一输出，其特征为拒收自该双线通信线路的信号的真正共同模式。

该系统更包括多条回波平衡电路，用以消除回波信号，其中每一RC耦合差动放大器以其输出耦合至该等回波平衡电路中的一条对应电路。该等回波平衡电路中的一条电路为每一该等电压电流放大器提供的，因而，真正消减来自每一信号源的回波信号。

该系统更包括一平衡直流负载供电电路，用以容许该通信线路上面的线路供电而未降低对该线路显而易见的交流阻抗且未干扰信号电流信息。

该系统更包括一平衡负载地线电路，用以设定一地线参考电压，同时保持该通信线路的高阻抗，以容许将多个电压电流放大器耦合至该通信线路而未显著降低对该通信线路因接口显而易见的阻抗。

电话线接口

本发明为一种电话线接口，用以将电话总机线路与诸如电话或PBX系统等电路或系统耦合起来。该接口所包括的一变压器具有其耦合至该等电话总机线路的输入并具有一输出。一负载电阻器被耦合至该变压器的输出并对该总机线路提供适当600Ω终端。一输出放大器接收来自与该线路成接口的电路的一声频信号。一反相放大器被耦合至该输出放大器，用以将该输出放大器的输出反相并将该反相输出耦合至该负载电阻器。一输入放大器被耦合至该变压器的输出，用以对多个信号源产生一输入信号。将一平衡网络耦合在该输出放大器的输出与该输入放大器的输入之间，用以经由该变压器将该声频信号与该反相声频信号输出相加。在该输入放大器的输入处完成此种相加，因而，通过消除作用真正消减回波返回信号。

该平衡网络所具有的一阻抗模拟该等总机线路及设备。当将该变压器耦合至一电话总机线路及设备时，该平衡网络所模拟的变压器输出阻抗和对该输入放大器所提供的情形一样。可将该平衡网络视为一条用以提供一项相当于该电话总机信号源电阻的电路。如此一来，该电话线接口才会由一条用以对一条典型输送电话线提供一等值阻抗的电路组成。所以，该电话线接口所包括的一条电路用以补偿该变压器的磁化电感；用以当它产生该输入放大器的低频增益时，补偿该变压器的绕组电阻；以及用以补偿有关该变压器的磁化电感的低频截止。

一种采用倍压及CMOS技术的压电驱动器

本发明为一种用以驱动一压电元件的电路，包括一第一CMOS驱动器及一第二CMOS驱动器。每一CMOS驱动器在响应一输入控制电压时产生一驱动电压。将来自该两CMOS驱动器的驱动电压配置在通至该压电元件的输入两端。提供一电路，用以产生两项相位相反的特殊输入控制电压。该等控制电压的一项被耦合至该第一CMOS驱动器的输入及将该等控制电压的另一项耦合至该第二CMOS驱动器的输入。因此，才会在该等第一及第二CMOS驱动器两端感受到大于电源电压大小的一项有效增加电压摆动并予以施加在该压电元件两端。

每一该等驱动器均为一CMOS驱动器，其输出等于交错地为该项正向或负向电源电压Vp或Vn。每一该等CMOS驱动顺均由一第一级CMOS输入驱动器及一第二级CMOS输出驱动器组成，该CMOS输入驱动器所具有的一输入被耦合至该控制电压。该第二级输出CMOS驱动器所具有的一输入则被耦合至该第一级输入驱动器的输出。

本发明亦为一种用以自一压电元件产生一改良声频输出的方法，该方法包括提供一输入信号的步骤，该输入信号具有一项要以其驱动该压电元件的频率。将此反相输入信号反相。并将该输入信号耦合至一第一CMOS驱动器。自该第一CMOS驱动器产生与耦合至该第一CMOS驱动器的反相输入信号同相的一输出信号。自该第二CMOS驱动器产生的输出信号所具的大小等于耦合在该CMOS驱动器两端的电源电压差Vp—Vn。将来自该等第一及第二CMOS驱动器所产生的输出信号耦合在该压电元件两端。因此，才会将一项等于该CMOS驱动器两端的电压差大致两倍的电压施加在该压电元件两端，以产生所增加的音量。

压电限制器

本发明为一种用以将具有一输入及输出的一放大器的输出施以电压限制的电路。该电路包括耦合在该放大器的输入与输出之间的双极晶体管的一第一串联电路。配置并制造该双极晶体管的第一串联电路，以限制其输出的负向电压摆动。将一第二双极晶体管串联电路耦合在该放大器的输入与输出之间。配置并制造该第二双极晶体管串联电路，以限制该放大器的正向输出电压摆动。因此，才会达成该放大器输出的电压限制，同时并保持该放大器的用动态范围内的高度线性。

该等第一及第二双极晶体管串联电路由多个双极晶体管的一串联电路组成。并将该串联电路中的每一晶体管的基极与集极共同耦合为该晶体管的输入。

每一该等串联电路由一个或多个晶体管组成。除了该串联电路的终端晶体管外，该串联电路内的每一晶体管均以其射极耦合至该串联电路中的该等晶体管的一相邻晶体管的基极和集极。一个终端晶体管被耦合至该放大器的输入以及该两终端晶体管中的另一晶体管则被耦合至该放大器的输出。

成对双绞线多信号电容耦合的通信线接口的线路供电

本发明为一种用以将至少一个双电压电源提供在一输出上的电路。该电路包括一条双线通信/电源线路，该线路具有该条双线上的一正电压及一负电压。一浮动地线电路提供该电压电源的一浮动参考中心电压，以调节该线路上所供应的电力并且将该线路隔离于地面环路噪声。

该浮动地线电路包括一条固定电流源电路，用以提供一个以其输入耦合至该线路及以其输出耦合至该电源电压输出的恒流源。一可调电流源电路被耦合至该线路及该电源电压输出。缓慢地改变该可调电流源电路，以平衡该恒流源电路来大致保持定心在该条双线上的正负电压之间的浮动参考中心电压。以一项可闻限下速率改变该可调电流源电路。该固定电流源则由一电压调节器及一串联输出负载电阻器组成。该可调电流源由一电压调节器及一可变电阻装置组成。

该浮动地线电路包括一分压器及一增益级放大器。该增益级放大器具有一输入耦合至该分压器以及一输出耦合至该可变电阻器装置。该分压器被耦合在该条双线上的正负电压之间。

该电路更包括一条二极管桥路。该二极管桥路被耦合在该条双线与该浮动地线电路之间。无论该二极管桥路与该线路之间耦合性质怎样，该二极管桥路均对该浮动地线电路提供一固定极性。

在该实施方案中，和电话站台单元共同使该电路，且其中该浮动地线电路将电流供至电话站单元。亦和低功非电话通信装置共同使用该电路，在此情形中，该浮动地线电路则以该线路上的一微小恒定电流负载提供一预定最小量的偏压电流并经由该条双线与该等通信装置一起提供线性信令。

当用作为一适配器箱时，该浮动地线电路还包括一条二极管桥路，用以提供来自该线路的一预定极性以及一恒定电流源与耦合在该线路两端的分压器。该恒定电流源被耦合至该分压器，以提供该浮动参考中心电压并顺向偏压该二极管桥路，以使该二极管桥路的操作保持在一线性区中。

单芯片系统

本发明亦为一种供多条外来电话线与一单条共同室内双线之间通信用的电话通信系统。该系统包括一控制单元，该控制单元具有用于耦合至多条外界电话线的一芯片。该芯片控制该等多条外界电话线与该条共同双线之间的通信。多个站台/适配器单元各具有该芯片。并在该全栋大楼内将每一站台/适配器单元遥远耦合至该条共同双线。每一该等站台/适配器单元中的芯片均在该控制单元中的芯片控制下与该等外界电话线中的一条任意选择电话线选择性地通信。该控制单元中的芯片与站台/适配器单元芯片均为相同，但却根据其在系统中的个别操作位置，以不同模式操作，因而，才会提供一单芯片系统，并因而产生该单条共同双线上的通信而无需该控制单元或站台/适配器单元内的复杂控制硬件。

该控制单元中的芯片在细分成多个时隙的一时帧中与该等多个站/适配器单元通信。并保留每个时隙的一指定部分供该控制单元与该等多个站台/适配器单元中的每个单元之间的通信之用。该等站台/适配单元中的每一单元与控制单元之间的全部通信均发生在每个时帧中的时隙的选择部分内。

该系统更包括该芯片中的语音频带及数字频带接口电路，以供该控制单元与该等远处站台/适配器单元之间的通信之用。

并将该系统与具有调制解调通信能力的至少一部电脑及/或至少一种电信传真装置共同使用。该芯片为可编程的程式，能以可电信传真相容的格式及以电话音调信号格式传输信号，以及可在该系统内部通过分机拨号完成访问。对该控制单元编程，以便将耦合至该等站台/适配器单元中的晶片的电脑及/或电信传真装置经由该单条共同室内双线选择性地耦合至该等多条外界电话线中的至少一条。

该系统特别适合用于耦合至该等站/适配器单元的多部电脑及/或电信传真装置。该控制单元则将多部电脑及/或电信传真装置选择性地耦合在一种可编程的网络中。

该站台/适配器单元以该等多条外界电话线上的通信特性为准模拟一具电话接收器。该站台/适配器单元还包括一条电路，用以在访问时将该电脑及/或电信传真装置选择性供电。该站台/适配器单元亦还包括供外部通信用的一调制解调器及一串行输入/输出口。

该系统还包括一种辅助通信装置，其定意乃在包含但却并非以一电信传真机为限的一回答机，一部电脑或者任何其他通信或信息处理装置。此种辅助通信装置并具有在该单条共同室内双线上与该系统通信用的芯片。

通过现在转向下列附图才可更佳看出本发明，其中相同元件由相同编号予以参考。

图1为多频带声频网络(MAN)系统的方块图。

图2a为用在图1表示系统的控制单元，站台单元及适配器箱中的MAN芯片的简化方块图。

图2b至2i为就该芯片的不同模式例示图2a芯片的数字部分的外部造型的方块图。

图3为作为图1所示通信线路上的多路复用信号频率函数的一功率频谱图，以例示一3千赫语音信道基带，一6千赫数字信道，三条6千赫调幅语音频带，以及一42千赫参考信号。

图4为图2aMAN芯片的数字部分的一部分的简化方块图，以例示本发明的时隙处理器。

图5为图4处理器操作的定时图解。

图6为一控制单元所发射及接收的一通信时帧的时间图。

图7为用在图2电路中的一种改良式晶体电压控制振荡器的示意图。

图8为表示用以驱动该等电话站单元中的许多发光二极管(LEDs)的本发明电路的简化示意图。

图9为图8电路的一种实施情形的一例示实例示意图。

图10为类似图9具体实例的示意图，其中将它设计来操作为50％工作周期。

图11为图10中所用控制信号的定时图解。

图12为该寄存器的一部分的方块图，其中储存自动更新的发射提前时间。

图13为一定时电路的示意图，其中利用该储存提前时间来产生一延迟定时信号。

图14为本发明的一种单线通信系统的示意图，其中适应性消减或消除回波返回信号。

图15为图14平衡网络的示意图。

图16为图14求和电路的示意图。

图17为图14线路单元的示意图。

图18为本发明接口的线路接口单元的示意图。

图19为一方块图，其中将图18线路接口单元的构想引伸至多个信号源。

图20为对该通信信号线路的直流及交流线路负载及供电的进一步改良的示意图，耦合至该通信线路的为图18及19的接口单元。

图21为一种现有技术电话线接口的示意图。

图22为根据本发明的一种电话线接口的示意图。

图23为图22电路中所用的平衡网络的示意图。

图24为图1电路中所用本发明的改良式压电驱动器的示意图。

图25为本发明的电压限制器的示意图。

图26为一条将图25电路的性能与一现有技术二极管限制器比较的电压增益曲线图。

图27为根据本发明的一站台单元线路界面的示意图。

图28为根据本发明的一适配箱(非线路供电)线路接口的示意图。

图29为例示某些本发明所可完成的系统应用的一简化方块图。

已将本发明例示在上面附图中，现在转向该等较佳实施方式的下列详细说明。

系统说明

本发明为一种能在一单条内部电话线上操作的电话线通信系统，和家庭或小公司内所普通发现的情形一样，此种系统用一集成电路芯片实施时颇为经济，以提供一套具有公司系统特色的几乎为单芯片电话并提供实施一种全特色可靠且易于安装的办公用电话通信系统所必需的大部分组件。在所示实施方式中，该系统接收来自具有多达耦合至该单条内线14个分机的电话总机的一至三条线路。该等分机可包含一种高达8部线路供电电话(被叫站单元)以及适配箱的组合，用以耦合至标准电话，调制解调器，回答机及电信传真机等。

本发明的多频带声频网络(MAN)可在一单条双绞线上面分配四个声频频带及一个数字数据频带。可在任何用户所期望的结构造型内利用标准22、24或26号线规的双线电缆将本系统选路而无需通至每部电话的独立电线，诸如现有技术星形接线系统或其他型式系统中的特殊多线电缆接线中所发生的情形。利用双绞线上的四个声频频带来在特别设备站台之间或经由特别设备接口与电话公司通信，和下文说明的情形一样。亦将一条每秒6000位的全双工制数字数据信道提供在该同一双线上，以供控制发信或数据传输目的之用。

现在转向为该MAN系统的一方块图的图1。一般由参考数字10表示的一控制单元经由多个对应线路接口单元14与连接至该电话公司总机的一至三条外来电话线12通信。控制单元10包含一微处理器16，该微处理器指挥将该网络上的四条语音信道转接至电话线12以及经由该单条多工制双绞线20(室内电话线)耦合至控制单元10的每一站台单元18或36。

主芯片22与辅助芯片24以及站台芯片26的操作对布线拓朴学(wiring topology)不灵敏，亦即，可以诸如星形，链形或其任何组合等所期望的任何拓朴学结构单条多路复用双绞线20的路由造型。由下文说明明显看出，本发明的系统消除多条专用点对点布线的需要，使必需组件的数目减至最少，以及简化一种电话系统的安装。

一控制单元主芯片22将线路20上的三条语音信道中的一条及一条数字数据信道调制/解调。除该三条调制语音信道外，还可访问一条基带语音信道，以容许在单线20上多达四种独立语音的通信。主要MAN芯片22将该数据总线流量制定格式及调制，以容许微处理器控制并监测全部站台单元18及适配箱36来自控制单元10的控制信令数据。主要MAN芯片22并且调制通往及来自电话公司线路或可能四个可能频带中的一个频带上的一电话站的语音频带信号，以容许通信路径共存于单条双线20上。主芯片22控制所有的电话线功能及转接，包含七个直接输入及两个输出在内。它提供电话线接口用的声音产生电路，诸如振铃/地线，发信/接触音调等。该主芯片22亦包含一微处理器接口总线，以提供其来自中央控制处理器的控制与发信。利用该系统的主要MAN芯片的，它具有一条来自及通往此总线通往及来自线路20上的数字信道的数据路径。来自该主要MAN芯片定时所提供的42千赫参考信号则对该线路20提供定时参考信号，以供该系统中的全部MAN装置同步目的之用。将主要MAN芯片22以一更详细方块图表示在图2a中并予以进一步说明于下。

控制单元辅助芯片24，除了服务耦合至控制单元辅助芯片24的一独立电话线12外，提供和主芯片22一样的相同功能。在该例示实施方式中，虽然经由下文说明将它结构为不同造型，但控制单元辅助芯片24在结构上和主芯片22相同。

每一站台单元18或36均包含执行传统式多种特色电话功能所必需的全部控制和接口支持。该等功能包括一种键盘与显示支持电路的组合，包含电键闪控及去跳动电路，LED缓冲器，压电驱动器，控制寄存器及通信硬件等在内。每一站台单元18或36亦包含站台模式中的MAN芯片26以及多种诸如完成一特色电话所必需的一手持话机28，键座30，发光二极管显示器32，及钩键34。该站台模式中的一MAN芯片26亦被包含在一适配箱36内，此适配箱的输出应通至一电话接口38。可顺次将其构造乃在模仿电话公司交换连接特色的电话接口耦合至任何型式标准电话线相容仪器，诸如一电信传真机40，一回答机，一标准电话，或一电脑驱动调制解调器。除了经由硬件开关结构其不同造型以外，站台芯片26亦与主芯片22相同。

所以，和图1中所表示的一样，均利用单芯片设计来控制及将每一电话站18或适配箱36连接至每一外来电话公司线路接口14以及在线路20上面控制该系统网络。实施多路复用的芯片22，24与26之间的全部信号均在该单条双绞线20上面，此种双绞线的长度一般长达800英尺。

利用其三个MAN芯片(一个主要，2个辅助)的控制单元10可在四个频带中的三个频带上面同时发射并接收话音。每一站台单元18或36均一次在一个频带上同时发射并接收话音。一站台单元18或36均与控制单元10或者如果一COM线呼叫时的任何其他站台单元18或36或者如果一项会议呼叫时的多个站台单元18或36交换语音发信。该语音频带亦可传送调制解调及电信传真数据。将该数字频带用于该网络的控制以及提供中等速度的数字通信。以12千赫的载波频率提供一全双工制数字信道供此种目的之用。实施全双工制或双向数字通信的方法为以相位正交，亦即，90度相移信号(A及B数字数据)传送及接收数据。将一功率频谱图作为线路20上的多路复用信号的频率函数表示图3的曲线图中，以例示一3千赫语音信道基带、一6千赫数字信道，3条6千赫调幅语音信道，以及一42千赫参考信号。在该例示实施方式中，该三条调制语音信道均在一24，36及48千赫的中心频率上操作。该基带语音信道则被定心在0千赫处。该双相正交每秒6000位的数字信道均被定心在12千赫处。由芯片22，24及26将该42千赫参考信号用于相锁环操作，以期同步在一起。

将定心在12千赫处的数字数据信道分割成时隙，利用该等时隙来控制该系统的不同特色。通过将一种专用时隙设计用于下述发信数据的通信时，甚至不会将每条每秒6000位数据流的每秒2000位用于连接至该系统的14个站台。可将此种超额异步数字数据流用于诸如发光二极管显示器的其他辅助装置或者产生低速异步数字路径，以供电脑，印表机或耦合至内部电话网络之间的其他装置之间的小档案传送之用。

本发明将该双绞线总线视为具有此种特征的一输入/输出总线，那就是将该等远端台单元视为及定址为通至控制单元的输入/输出口而非视为多处远程处理站。此种普通方法会简化硬件，增加系统弹性，并改良通信效率。本例示实施方式中的此种系统，其特征为用作为一单芯片电话系统，此种术语表示一种控制单元以及多个站台内于其中以好几种不同模式利用好几份相同单芯片的系统，以实施一种复杂系统的大部分电子电路。和下面将作说明的情形一样，数字和语音频带滤波器及相关调频器和解调器在与精密锁相电路，电压控制振荡器(VCO)，具有适当逻辑，定时及控制的电平检测器等相结合时，所产生的一种电话系统不仅能执行控制单元，站台，及AB数字功能，而且充分富有弹性耦合至多个其他相容组件，以产生极端整体化可靠低成本私人通信系统。

可将芯片22，24，及26视为一种如同输入/输出口的装置，芯片26对被一条传输多条模拟语音级信道及一数字数据信道和电源的双线总线所耦合的控制器是遥远的。将本例示实施方式说明在采用一种按键电话系统的电信总线的说明文中。

随时都从控制单元10以42千赫传输该参考信号，以容许站台单元18及适配箱36与控制单元10同步并通过锁相予以相互同步。

将电源供至站台单元18或36并在线路20上传输。将该电源电流保持恒定；因而，很少或全无噪声产生发生，以干扰该等语音及数字信道。

MAN芯片

该MAN芯片，无论用作为一控制单元主芯片22，控制单元(CU)辅助芯片或站台芯片26，均为以下表1中所综合的不同模式操作的同一芯片。每一模式均对应于一外部开关设定，以重设时间上的功率读入该芯片内的一特殊(模式)寄存器中，利用此种寄存器的输出状态来构造硬件中的该芯片造型。该等模式视无论将该芯片用作为一主控制芯片22，辅助控制芯片24，或站台芯片18或36等而定与其诸如外部或压电振铃器等各种组件或与最大或最小输入/输出造型而有所不同。

                         表1

模式                功          能    图 000 001 010 011 100主控单元22。控制数字信道。供应该MAN线路的定时参考。连接至一条电话公司线路。辅控单元24。只接收PLL同步的数字信道。连接至一条电话公司线路。站台单元18或36。具有微处理器及外部环形电路的站台模式。站台单元18或36。具有微处理器接口及压电振铃器的站台模式。站台单元18或36。具有最大输入/输出造型及外部环形电路的站台模式。    2b    2c    2d    2e    2f 模式 101              功        能站台单元18或36。具有最大输入/输出造型及压电振铃器的站台模式。 图 2g 110 111站台单元18或36。具有最小输入/输出造型及外部环形电路的站台模式。站台单元18或36。具有最小输入/输出造型及压电振铃器的站台模式。 2h 2i

将该MAN芯片22，24及26以示意图方式表示在图2a中。此处由参考数字60所集体表示的MAN芯片由一模拟部分86及数字部分84组成。数字部分则由一寄存器文件58组成，并且将该文件用于各种控制与输入/输出操作。如何利用寄存器58则视其中根据上面表1中的表示操作芯片60的模式而定。

就内部言，MAN芯片60均依一8位数据字操作。该等顶部4位识别一4位寄存器的地址以及该等底部4位均为该寄存器中的数据。该等4位的地址容许将16个可能4位寄存器予以定址。为容许额外的较少使用功能及端口，亦提供可经由两个连续字予以定址的辅助寄存器。该第一文字的顶部4位均为1000或一代码“8”，该码指示欲将一辅助寄存器定址。该第一文字的底部4位识别该辅助寄存器的地址。可将多达16个辅助寄存器予以定址。

寄存器文件58内的寄存器当用在控制单元模式000 001中时均经由芯片60上的一微处理器接口98予以定址的。俟该等数据信号提供在全部包含作为控制总线56的一部分的一8位双向数据总线42，一地址线(AO)，读/写控制线(RD/WR)及中断请求线(IRQ)等上。见图2b及2c的控制模式结构。

寄存器文件58当以结构构造在一站台单元模式(010至111)中时均经由其数据总线42及通线接口88通过该MAN线的数字信道予以访问的。而后，才会由中央处理器16经由其数据总线42及通信接口88通过图1的控制单元主芯片22并通过其对应微处理器接口98写或读该等寄存器的状态。

首先考虑寄存器文件58中的寄存器。在本例示实施方式中，文件58中的寄存器的定义改变均视该寄存器文件是否在一站台模式及控制模式中的情形而定。将该等寄存器指定根据它作用为一输入寄存器，输出寄存器抑辅助输出寄存器而定予以定义在下表2中。该寄存器名称O—F在表2的第一纵行中，同时将寄存器功能综合在表2的其次两纵行中，以分别供一站台模式(010—111)或控制模式(000—001)之用。

                          表2

输入寄存器(4位)

寄存器站台模式功能控制模式功能AO W/R    0    1    2    3    4初设时模式/未改变初设时模式/未改变    在针脚A中    在针脚B中    键A内部使用内部使用未使用未使用未使用—————  —    —    —    —    —    5    6    7    键B    键C    键D未使用未使用未使用——————

输出寄存器(4位)

寄存器站台模式功能控制模式功能    AO   DIR    8    9    A    B    C    D    E    F    —        —        —辅助寄存器选择    绿色    红色A    红色B    串行控制    信道控制    DTMF    声音    未使用    未使用    未使用辅助寄存器选择未使用未使用未使用PL控制信道控制DTMF声音状态寄存器通信寄存器通信寄存器    I    —        —        —        1    1    1    1    1    0    0    W    —        —        —        W    W    W    W    R    W    R

附注：W＝写；R＝读；AO亦为控制线输入。

辅助输出寄存器(8位)

寄存器站台模式功能控制模式功能    AO   DIR    0    1    2输出急递寄存器0号输出急递寄存器1号输出急递寄存器2号   未使用   未使用   未使用    —        —        —    —        —        —    3    4    5    6    7    8    9    A    B    C    D    E    F输出急递寄存器3号    测试模式    测试模式   缓争寄存器    未使用    程式音调A    程式音调B    产生声音接通/截断时间定时/平衡控制    增益控制    未使用    未使用   未使用   未使用   未使用   未使用   未使用  程式音调A  程式音调B  产生声音接通/截断时间定时/平衡控制  增益控制   未使用   未使用    —        —        —        —        —        1    1    1    1    1    1    —        —    —        —        —        —        —        W    W    W    W    W    W    —        —

附注：W＝写；R＝读；AO为控制线输入。

芯片60上的声音部分96产生电话设备中共同所使用的声音。声音部分96在芯片60的所有模式中都有作用并可将其结构构造来操作一高压振铃器或压电振铃器。声音部分96产生一音调A及音调B。声音部分96内的一第三部分为一通电及断电定时器，以控制音调A及音调B的发声及截断期间。可将颤音功能以一种低频速率设有在音调A与B之间的开关，以产生电话及电话系统中所共用使用的一种振铃声音。可将声音部分96在一种固定模式中使用或者可编程。该种固定模式一般包括全部DTMF音调，拨号音调，两声地线音调，以及两声振铃音调。固定音调一般由芯片60内的一单掩模只读存储器(ROM)设定的。在该可编程模式中，可改变通电/断电时间的方法为在程式控制下写入相关寄存器中。

表示在图2a中者为对音调A及音调B与TIA及TIB相关连的一内部模式及与TEA及TEB相关连的外部模式两者。在某些模式中，将音调A及B内部增加在声音部分96内并以TEA及TEB驱动一压电振铃器。由于将该等信号TEA及TEB在此种模式中予以完成相互互补，故此举使用于一压电振铃器的两条针脚两端的电压有效地加倍。换言之，采用一高压振铃器而非一压电振铃器并使用TEA，以使用TEB振铃器促成输出一32赫方波并予以与用于高压意义的LS针脚共同使用。声音部分96内的通电/断电定时器控制该振铃信号的振铃器促成的发声/截断时间。可固定内部及外部声音两者或予以编程。在该内部模式中，音调A及B输出至独立I/O板作为TIA和TIB以及将此等用于DTMF音调，拨号音调及地线音调。任何增加该等TIA及TIB信号均必定发生在芯片60外部。

芯片60并包含一串行输入/输出口98，以容许与一标准8位微处理器16的一简单接口。输入/输出部分98亦容许利用一种多路复用方法检测开关关闭的情形。并可由MSTB，ISTB及ESTB闪控多达10条闪控线路，利用该等闪控线路的外部硬件，才可经由一外部移位寄存器17耦合8键输入线路21以及为最多79个开关位置19提供两条状态开关线路23。见图2d至2g。MSTB及EIPA0—3提供该模式以及MSTB与EIPB0—3提供芯片60的站台识别号码。该等针脚上的闪控信号通常均为高并于低时变为有作用。该闪控线路则将该EIP线路经由连接至该闪控及EIP线路的一闭路开关拉往低。否则，该EIP线路仍保持高。

使键开关在芯片60内发生内部跳动。但并未跳动模式及站台识别开关。在处于一种新的状态中历时大约24毫秒以后，才传输一键状态的状态。在将它压下或关闭以后，才传输该暂时键状态且不考虑释放或开路直至它已在该状态中压时至少24毫秒为止。

除了该等站台单元模式中的键盘开关外，在该等EIPA及EIPB针脚上实施多路复用的状态开关具有四组。每一组均具有四个开关可能共计16个开关。该等组别均称为模式，站台，内针脚A，及内针脚B开关。模式及站台识别两种号码均将图2a中的MSTB针脚用作为该项闪控。开关内针脚A及内针脚B均使用该项闪控的针脚ISTB。当以一种最小输入/输出结构构造芯片60且在那里支持32个键开关时，均将PKSO—3用作为暂态键开关的闪控信号。见图2h及2i。在那里支持一最大数目为631个键开关时的其他输入/输出结构中，则将一外部移位寄存器连接至MSTB的闪控信号，同时并将该外部移位寄存器的时钟输入连接至ESTB。而后，才将该移位寄存器的输出用作为表示为键A，键C及键B和键D等键用的一键开关矩阵的闪控线路，每组键均为一种4×4子矩阵。

图2d至2i示出芯片60当用作为一站台单元18或36时的某些显示及通信能力。每一该等图2d至2i表示将该等串行数据输出针脚SDO及SDCK施以耦合的情形，以负载一移位寄存器25，该移位寄存器的输出被顺次耦合至一液晶显示器27。在图2d及2e表示的模式中，微处理器16以其串行数据针脚耦合至一RS232电位转换器29，该转换器被顺次耦合至通往诸如调制解调器、传真机等辅助数据设备的串行连接器31。当在图2g及2f所表示的模式中时，将移位寄存器25耦合至由来自芯片60的PKSO—3所定时的四个辅助寄存器33，以提供额外扩大输出。图2f至2i的模式进而例示由芯片60的针脚POG3至P7G1所提供在该站台单元上的多个绿色及红色发光二极管35的控制，该等发光二极管的操作提供电话照明状态功能。

现在考虑该电路的模拟部分。首先转向该语音信道，每一MAN芯片60均包含一模拟调制器62，一模拟解调器64，一数据调制器64及一数据解调器68。模拟调制器62拾取所要被传输的一音频信号TA，该信号被缓冲器70所缓冲并以一3千赫低通滤波器72予以滤波。而后，将该模拟信号利用传统调幅抑制载波调制技术由模拟调制器62予以调制至一较高频信道或者如果基带时予以通过。根据前文说明，有三个语音载波频率现成可用，亦即，24，36，及48千赫，和自时钟产生器所供至调制器62的情形一样。该载波频率由寄存器D决定。时钟产生器82顺次由振荡器100驱动并被控制电路59所控制。当以一振荡模式使用该VCO振荡器时，自VCXI及VCXO外部连接一晶体与一电阻电容器网络。该VCO振荡器以102予以缓冲并出现在输出针脚VCXB上，用以驱动其他电路。如果自另一信号源驱动该VCO振荡器，才会在针脚VCXI处输入该信号。

而后，将来自62的调制信号经由一求和缓冲器74加至输出TXO。将TXO输出在该MAN芯片外部施以条件限制，而后，才加至MAN线路20(图1)。除了该等三条调制语音信道外，亦可将该模拟信号TA加至MAN线路20作为一基带信号，亦即，设有一载波频率的信号。

模拟解调器64经由放大器76接收来自MAN线路20(在经过某种条件限制以后)的一输入信号RXFP。解调器电路64将如有任何以适当载波频率回至该基带的接收信号解调，用以一3千赫低通滤波器78将输出滤波，而后，经由缓冲器80耦合该信号，以产生一接收的声频信号RA。

利用一时钟产生器82及(视模式而定)由一锁相电路将调制器62及解调器64与MAN线路20(图1)上的信号同步。主控单元22(图1)在MAN线路(图1)20上发射根据图3中所表示的一42千赫正弦波。此举用来使该模拟与数字信道在控制单元10与站台单元18或36之间同步。站台单元18或36以及辅助控制芯片24锁相至同一42千赫参考信号。将全部芯片锁相至MAN线路20上的42千赫信号时有助于补偿可能发生在MAN线路20或与该线路的接口电路上的任何相移。

根据图2a中的表示，通过接收经由一抽样及保持电路90所耦合至MAN线路20的42千赫参考信号来实施该锁相环路。该参考信号被解调器92所解调并输出至PLLO以及当需要数字锁相时被施以外部条件限制并反馈在该PLIN针脚内以及当需要模拟锁相时反馈在针脚VCIN内。将PLIN施以条件限制并输入至时钟产生器82，以期将芯片60上的时钟定时定址，以使它在一数字模式VCO实施情形中与该参考信号同步(以该模拟VCO固定至一设定频率)。将VCIN施以缓冲并输入至一种模拟模式VCO实施情形的模拟VCO振荡器100。用该模式寄存器的一位选定数字锁相环或模拟锁相环的选择，该模式寄存器在通电时才会自一外部针脚被加上负载的。在将芯片60用作为主芯片22(图1)时的模式中，才会直接与芯片上的42千赫参考信号成为同步。

除了只有一条数字信道现成可用外，该数字信道的操作均与模拟信道类似。来自数据总线42的数字数据被耦合至通信接口88，该通信接口的输出则被耦合至一33千赫低通滤波器91，而后，被耦合至调制器66，此处将该数字数据用一12千赫载波频率予以调制。调制器66之输出被耦合至求和缓冲器74，而后，在某种条件限制以后，经由针脚TXO，耦合至MAN线路20。采用调幅时容许该信号的12千赫数据载波频率具有按相位正交所传输的独立接收及发射信号。所以，每一传输位均具有三种状态，逻辑(1)(+V)，逻辑O(-V)及无能量(V＝O)。

将来自MAN线路20的载波抑制数字信号接收为RXFP并由放大器76施以条件限制。该接收数据信号被解调器68所解调，而后，经由一3千赫低通滤波器92耦合该解调器的输出。然后，将滤波器92的输出耦合至接口88的输入。而后，将该数据传送至该数据总线42，于此处将它传送在寄存器中。将一调制器与解调器结合在芯片60中时提供芯片60全双工制每秒6千位的能力。

数字接口88亦被耦合至控制总线56并于它输出该时钟信号串行数据输出SPO时具有一项每秒6千赫位串行数据输出时钟SD-CK及一串行数据闩信号SDL。所以，才会自该MAN线路20(图1)将直接串行通信供至其他串行装置。

一种采用一固定时隙协议的简化总线取向处理器

该等技术处理器的现在状态均包含将一程序计数器转换成一指令指针的逻辑解码器，该指令指针参考一只读存储器中所储存的一指令并实施指令之间的跳越。本发明并在图1的每一芯片22，24或26中均包含图2a的方块图中所表示的一数字部分或处理器84，该处理器具有一固定周期但却没有跳越能力。该种现有技术的程序计数器用一定时或状态计数器予以取代的，以消除一只读存储器中所储存的程序以便有利于从该定时计数器获得的本地控制信号。该处理器采用本说明收书中说明为一通用逻辑单元(ULU)的最小算术逻辑单元，以完成增量，减量及比较而非完成加法和减法。该通用逻辑单元(ULU)在本说明书中被定义为每周期操作的逻辑电路，以执行性质类似一种较大传统系统中的一算术逻辑单元任务的通用逻辑功能，但却以一种符合下述更简单次序协议的方式。因此，在完成此等任务所制造的集成电路中所需要的硅面积更小，同时并将一传统式处理器相似的可编程度及功能性等值保持在一低水平上。

转向图4，该图为根据图5的定时图解中所例示的周期定时操作的电路方块图。图2a的数字部分84包含一数据总线42，一通用逻辑单元44，包括寄存器58的寄存器46，与逻辑门电路50，52及54相结合的一RS正反器48，和包括图2a控制电路59的一部分将予以进一步说明于下的情形一样。逻辑门50、52及54顺次被耦合至一定时/控制总线56。

为本例示实施方式中8位宽的数据总线42为被通用逻辑单元44及寄存器46所驱动的一预充电总线。解决总线冲突的方法为将每一操作指定于一专用时隙。将该等时隙以示意图方式表示在图5的定时图中。每一时隙均顺次由三周期组成。采用预充电数据总线42时才会促成低功率，最小硬件以及系统低噪声性能。数据总线42被预充电至代表一逻辑1的高压，但却在被耦合至任何寄存器时予以反向，因而，将该预充电状态被图4中的电路视为一逻辑0。此举容许寄存器46易于被清除的方法为抑制一时隙期间的全部读周期并写其个别时隙中所要清除的每一寄存器。

通用逻辑单元44依据数据总线42上所提供的数据与寄存器46共同操作，以进行比较，增量及减量。通用逻辑单元44可依据每一时隙中的数据操作通用逻辑单元44在本例示实施方式中的构成乃只在执行下表12中所列述的2位指令码所代表的四种指令。

                         表12

指令       定义  COMP  INCR COMPI CMPD INC DEC比较及增量，依据无比较读至总线比较及减量依据无比较读至总线增量依据无进位读至总线减量依据无进位读至总线    1    1    0    0    1    0    1    0

该指令的最高有效位为图4中参考为比较COMP的一信号以及最低有效位为参考为增量INCR的一信号。依据定时及控制总线50将控制信号COMP及INCR经由逻辑电路50提供至通用逻辑单元44。每一时隙均包含三周期并以列表形式将该等四种指令的每周期操作综合并说明在表13中，以便在响应COMP及INCR时限定通用逻辑单元44的操作。

                        表13

指令  周期 CMPCRY传送总线至ULU传送ULU至总线 CMPI&    1    N    Y    N CMPD    2    N    N²    N    3    Y²    N    X³ INC&    1    N    Y    N    2    Y    N    N    3    Y⁴    N    X³

附注：N＝非    Y＝是    X＝选择性

1—未将该总线传送至ULU(通用逻辑单元)，但该ULU却将周期1中所储存的数据与周期2中该总线上的数据比较。

2—如果该等数值比较，则将CMPCRY设定为一项“1”，否则，设定为一项“0”。

3—如果CMPCRY为一项“1”，则在周期3中并未在该总线上驱动该项增量或减量数值，否则，驱动。

4—如果该增量或减量数值产生一进位，则将CMPCRY设定为“1”，否则，将它设定为一项“0”。

该信号比较/进位CMPCRY为一来自ULU44的输出信号并由图4中的其他逻辑电路用来决定后来的操作，以便根据是否已检测一比较或进位来予以执行。

每一指令的第一周期将来自数据总线42的数据写至ULU44。就该等指令CMPI及CMPD言，在周期1中将数据写至ULU44以及在周期2中与数据总线上的数据比较。就CMPI及CMPD言，如系周期1与周期2中的数据总线42的数据相等，亦即，完成一项有效比较，才会将CMPCRY设定为“1”，而后，才不将数据自ULU44写至数据总线42。就CMPI言，如果周期1与周期2中的数据总线42上的数据未作比较，亦即，并不相等，则在周期3中将CMPCRY设定为“0”。而后，通用逻辑单元(ULU)44才会使它在周期1中接收来自数据总线42的该数据增量并在周3中将该增量数值驱动至数据总线42。除将该数值减量外，同一作业均以CMPD为准而发生。

在指令INC及DEC中，在周期2中将数据总线42上的数据置之不理。就INC言，如果该数据总线在于周期1中全部为1′s，才会将CMPCRY在周期3中设定为“1”以及ULU44不会写或驱动数据总线42。就INC言，如果该数据在周期1中全部排“1”，才会将数据总线42上的数据在周期1中增量以及ULU44才会将其结果在周期3中写于该数据总线上并驱动之。在此种情形中，才会在周期3中将CMPCRY设定为“0”。就INC言，如果在周期3中没有另外东西对一种进位情况驱动数据总线42，亦即，CMPCRY等于“1”，那么，才通过缺设将增量数值“00”写在该总线上。就指令DEC言，如果该数据在周期1中全部非“0”，才会在周期1中将数据总线42上的数据减量。通用逻辑单元(ULU)44才会在周期3中驱动数据总线42并且在周期3中将CMPCRY设定为“0”。就DEC言，若数据总线42在周期1中全部为“0”，才会在周期3中将CMPCRY设定为“1”以及ULU44将不会写或驱动总线42。

就指令CMPI及CMPD言，控制信号CMPCRY只在周期3内有效。就指令INC及DEC言，控制信号CMPCRY在周期2及3两者中均为有效。利用该等基本指令来建立操作图2a的数字部分84所必需的全部更复杂操作。

寄存器42可为任何型式的寄存器，诸如读取来自数据总线42的数据并无限期地储存它的简单透明锁存器。寄存器46也通过脱离预充电的总线42或将它驱至地线将数据写至数据总线42。完成寄存器到寄存器传送的方法通过使一寄存器46处于读周期而另一寄存器46处于写周期来完成。决定该等读写控制信号的方法为就该时隙信息并用额外信息的控制信号CMPCRY或其他逻辑信号将该定时总线56解码。可被耦合至数据总线42的寄存器46数目只受到数据总线42的电容的限制而已。

利用RS触发器48来解释控制信号CMPCRY以及来自定时总线56的其他控制信号和其他条件性逻辑信号。触发器48储存控制或逻辑信息供后来使用。将触发器48的输出用作为一额外条件逻辑名词或控制信号。虽然只将一个触发器48表示在图4中，但显然应视需要加入多个此种触发器。

可将一简单计数器机械化的方法为当将CMPCRY设定为一项“1”时读取来自图4中的一寄存器46的一数值以及在需要予以计数的时间或事实发生时用ULU44将它增量。可将一简单比较器机械化的方法为在周期1期间内将一信号源读至数据总线42及在周期2内将一信号源读至数据总线42。而后，在周期3中观察来自ULU44的CMPCRY。通过利用触发器及其他条件逻辑元件时，才可实施更复杂的计数器，比较器及数据传送电路。

所必需了解的是，提供一种甚至更为简单的处理器均在本发明的范围内，其法为消除ULU44不用并以定制逻辑电路代替它，用以执行更基本应用中的较简单逻辑功能或者产生一种更为复杂的处理器，其法为用一种更扩充的算术逻辑单元取代ULU44。

亦可将图4处理器的可操作性扩增至直接通往该电路操作用的端口数据总线42或至通往诸如一外部微处理器数据总线等其他现有总线的端口数据总线42。

如此一来，所可易于了解的是，通过将一简单ULU44与简单寄存器46，RS触发器48，数据总线42，及定时总线46等结合起来时，方可以最少数目的相互连接及逻辑元件执行关于定时器，计数器，比较器以及数据传送操作等许多操作，其结果为只利用该集成电路的一微小部分来实施该等功能而已。

采用具有诸如寄存器46及48等动态存储单元的一项充电数据总线42时亦会产生集成电路面积的一种微小用法，低功率及低噪声，同时容许实施多种定时及比较功能。通过根据来自定时总线56的定时信号在一时隙设计中执行该等指令时，方可易于实现多种定时，比较传送操作。此种时隙设计所需要的定时信号一般而言均在定时总线56上现成可用而未在该晶片上增加额外硬件。可扩充该时隙设计内的可用编程的方法为增加该时帧周期。由于此种时隙总线设计的结果，以其实施情形所必需的模具面积的字眼言，才会使执行定时，比较及传送操作所需要的硬件减至最少的情况以及通常还能利用其他系统功能所需要的计数器装置。

图4处理器所执行的任务的更为简得多的解决方法才会得到远比如果取而代之以具有跳越能力的程序计数器所完成的指令执行所实现的结果更好。此种组合以及与该时隙总线设计相结合所必需的微小数目指令在通用逻辑单元(ULU)44内产生一种简单易实施的指令解码。

传输信令协议

传输一同步信号用以将所有站台单元(图1的站台电话18或适配箱36)锁相至该控制单元时钟并且利用一共同时帧同步信号来对准全部单元的时间。每一远端电话或适配箱均具有一独特号码，该号码是通过设定该电话或适配箱上的一人工开关被指定于它的。每一号码(人工设定)均对应于一时帧中的一时隙，和来自该时帧同步信号的参考一样。

然后，对一特定站台单元的全部控制信令均发生在该特别时隙中。此举才会消除该系统中每次以随意方向传送一消息时均建立一握手协议的需要。因而，才会避免多个站台之间的作用通信期间内发生系统响应激源时的减缓。亦可在同一线路上传输串行数字数据而未影响发信速度。且可快速维修诸如一液晶显示器等仪表而未影响发信响应时间并且亦可实施一种良好误差校正设计而未影响信号响应时间。无论该主控制单元所控制的该等单元之间的传送方向怎样，均可快速传送其他串行数据供用作为数据通信网络。

图1站台模式18或36中的图2a芯片60也是执行数字通信协议功能，以促进它与图1控制单元模式10之间的正当数据通信。利用通信协议来限定如何在该数字信道上发送数据。控制单元10的通信协议是由外部连接至装置22的一微处理器16实施的。

现在转向图6，其中将一时帧以示意图方式布置在线路104中作为由图1中的控制单元10所传输的一时帧以及供控制单元10所接收的信号用的一时帧106。在本例示具体实例中，并将时帧104及106各分成16个时隙以及将每一时隙均分成三个字节。时间自图中的左方前进至右方。将“FFF5”的一同步信号自控制单元10每时帧传送一次，以使图1中的站台单元18或36与控制单元10同步。利用该等时隙字节ST0至ST14中的第15个字节供该站台控制信令数据之用。将该控制信令数据自控制单元10传送至一站台单元18或36，或者反之亦然，该项数据是关于指令或状态信息，诸如键按压，接听开关状态，振铃，选择信道等。将输入数据视为来自诸如一键盘或来自站台单元18或36的接线开关等的输入装置所传至控制单元10的数据。输出数据则被定义为用来控制输出装置的数据，诸如自控制单元10所传至站台18或36的振铃器或发光二极管显示器。

图6所表示的时帧组织被用来调节图1MAN线路20上的每秒6千位串行数据流的数据流量。杆形104为一来自控制单元10传输的一时帧以及杆形106表示接收至一控制单元的一时帧。三个连续字节产生一时隙。16个时隙产生一时帧。每一该等14个站台单元均被独特地指定该时帧中的一专用时隙，在该时隙内它才与控制单元10通信，或更具体地，它才与主芯片22通信。将该等时隙字节中的15个字节专用于对应站台单元ST0至ST14。将一时隙中的第一字节保留给串行数据信道A，将其第二字节保留给串行数据信道B，以及将其最后字节用于控制信令数据，以便与该等站台单元18或36中的一个单元通信。可使串行数据信道(A或B)开放在该控制单元与该等站单元中的任何一个单元之间作为一条高速数据链路。

将每一时帧中的一个时隙保留供该时帧/字节同步符号之用。此种时帧组织容许主芯片22以一种循环方式与15个站台单元通信。将该时帧/位同步时隙的第一字节保留给串行A数据。该等第二及第三字节则包含数据“FFF5”。此一时帧/字节同步字设定并保持该字节的同步，亦即，一个16位的组合，以构成一条串行数据流，使该等站台单元与控制单元同步。只有主控芯片22才会在该控制单元传输(杆形104)中传输。主控单元22发送及接收其控制信息以及直接通往及来自微处理器数据总线23上的微处理器16的数字控制信道上所传输及接收的全部数据(在经过他处说明的适当条件限制以后)。每一字节的最高效位永远被首先发送。

将一特别站台单元的传输时隙字节自其接收时隙字节延迟5个字节。此举容许站台单元18或36按同一时间响应收自控制单元10的一命令，以使该站台单元可以最早可用字节时间对收自控制单元10的命令发送一回波。

当操作一站台单元中的芯片60时，它具有三种通信模式，以决定其与主控单元10的数字通信线路的状态。该三种状态为不良时帧(BF)，非不良时帧(NBF)，及良好通信(GC)。来自图2a站台单元18或36中的电路103的一通电重置信号(POR)于将该芯片首先通电时会迫使该芯片进入一种不良好框模式中。当接收一时帧/字节同步字时，该芯片才会从不良时帧模式前进至非不良时帧模式。若站台单元18或36在其适当隙位置中接收一第二时帧/字节同步字时，该芯片此时才会从一非不良时帧(NBF)模式前进至一良好通信(GC)模式。如未在适当时间接收该时帧/字节同步字时，它将会降回至该非不良时帧(NBF)模式。如它未能在该适当指定时隙内接收预期时帧/字节同步字压时三个连续时帧，站台单元18或36才会回至该不良时帧(BF)模式。

如在一不良时帧(BF)中具有模式会抑制传输任何信号时，任何站台单元18或36均会初设出全部寄存器，读取该模式和来自固定输入针脚的站台号码以及定期巡视该载波相位，亦即，在一项试图达成同步时，在该42千赫参考信频率周围相移其内部时钟。在该非不良时帧(NBF)模式中，均抑制所有的信号传输以及初设该等时帧及字节计数器。在该良好通信(GC)模式中，才会促成图2a中的数据发送器74以及该站台单元18或36才会进入正常操作模式。

当将MAN芯片60用作为一辅助芯片24时，除了该辅助芯片24从未发射串行数据外，它均以和站台单元18或36为准的刚才所述的相同的方式操作。取而代之，它在数据总线23上直接向微处理器16发送并接收其控制信息。

当将芯片60使用在该主控单元模式中时，除了设有时帧/字节同步检测外，其操作是相同的，因为，任何该等站台单元18或36均未发送时帧/字节同步符号，该主控芯片为该系统中的事实同步标准，因而，不需要同步。不论时隙或时帧计数怎样，均在下一字节的时间处传送该主要模式中被写入通信寄存器88内的任何东西。该时帧/字节同步符号并非由该主控单元22产生的，而是被微处理器16提供的，其法为在与图6中的上述时帧组织相符合一致的适当时间处写该等字节FF及F5。

当控制单元10准备经由该数字信道发送及接收位数据字时，均将图2b中的微处理器的中断线路IRQ85设定为低。如处理器16未将通信寄存器88写至中断之间，那么，才是未就该字节时间发射能量。如已由该主控单元接收来自一站台单元的一有效字节，那么，才会设定该主芯片的状态寄存器的最高效位并于该中断线路设定为低时可被处理器16所读取。在该主芯片模式中，通信在通电重置以后才以一种不良时帧(BF)模式开始。在读取该模式以后，主要MAN芯片22才会前进至该非不良时帧(NBF)模式。一个时帧以后，芯片60才会自该NBF前往该GC模式，而后，才会停留在该GC模式中。在该良好通信(GC)模式中，均启动MAN线路20上的主芯片数字传输。

控制单元10将数据发至站台单元18或36，以改变诸如振铃器或灯光等输出或者对收自该等站台单元的数据发射回波返回，以供误差检测目的之用。表2、3及4均例示该等输出字节以及其对每一该等芯片内的寄存器文件58中所包含的控制单元10或站台单元18或36中的寄存器的指定用的数据格式。正常数据交易均在表2中所综合的单独字节传送中处理。不过，较少使用的操作却需要表2中所综合的两个数据字节。兹将该项单独字节传送的格式表示在表3中及将两个字节传送表示在下表4中。

                   表3

单字节数据传送

    寄存器号码—4位    数值—4位

                   表4

两个字节数据传送

                 第一字节

 1000(寄存器第8号)—4位    辅助寄存器#—4位

第二字节

 8位数值

在本例示实施方式中，自控制单元10至一站台单元18或36的所有控制信息传送均以第8号或更大号的寄存器开始，因为，该等寄存器均代表通往该站台单元的输出端。就一项2字节数据传送言，均在一已知站台单元用的一时隙中传送该第一字节以及在同一站台单元用的同一时隙中传送该第二字节，但却正在下一时帧中。如它设有信息要传或者如它正时隙中传送一“无能量”信号。控制单元10传送一“无能量”信号的方法为将大致为零的电压信号放置在MAN线路20上，和该数据1(+V)或0(-V)电压电平对比的情形一样。

根据图6的时帧106中所表示的，站台单元18或36乃在其指定时隙中的信令字节期间内传输数据。如有一误差发生，将会在其指定时隙期内传送一“无能量”信号取而代之。被站台单元18或36所启动至控制单元10的数据传送均为至该站台单元的输入数据并根据关于下表5的综合情形按一种优先级原则予以发送。根据表2中的概述，由一站台单元18或36所启动的本例示实施方式中的全部传输所具有的寄存器号码均小于“8”，因为，该等寄存器均代表通往该站台单元的输入端。

该解跳键板开关闭路数据具有站台单元18或36所启动的任何数据传送的最高优先级，因而，使一位用户从一种快速顺序的键按压丧失键板数据。根据表2中的摘要说明，将键板信息提供在寄存器第4号至第7号中。每一寄存器均具有代表16个键中的一个键的一4位数值。在第6号寄存器中，将数值0保留供“无键”用，亦即，未按压键。所以，才能指认及传送63个可用键。

表示连接至输入端口A和B的离散输入状态的数据具有可被一站台单元发送的下一最高优先级的数据。解跳此种数据，而后，根据表2中的摘要说明予以发送为第2号及第3号寄存器的内容。每一位值均代表一种独立状态的状况，所以，每一寄存器均代表四个输入。这些寄存器均是在启动时，而后，于任何时候具有连接至端口A或B的输入中的一个输入改变以后每次均个别自站台18或36被发送至控制单元10。

在按压并最后释放每一键以后，站台单元18或36传送“键控”(key—up)数据“60”，亦即，第6号寄存器，数值0＝“无键”，除非有另一键按压准备要予发送，在此种情形中，均将最后键控置而不理。此种程序均会加强该微处理器中的键解跳选路以及对键深陷增加声音反馈。

该模式寄存器在启动时自站台单元18或36被发送为第0号寄存器。在启动以后，才将该同一模式寄存器数据发送为第一号寄存器并于它应很少改变时具有最低优先级，因而，若无数据现成可用时，将该模式寄存器发送为一空间字节。就有效方式言，在此种情形中，将寄存器位置用作为自站台单元18或36至控制单元10的一种站台信息形式。

根据图6的表示，该等串行A及串行B数据场各为设有控制信令信息的8位数据。控制单元10指令站台单元18或36接收串行数据，发送串行数据或两者都作。控制单元10或者指令站台单元18或36只发送及接收该串行A字节，只发送及接收串行B字节，或两者都作。如控制单元10或站台单元18或36于选择它时接收任何位作为一串行字节中的“无能量”时，它会将该项传输解释为无数据。如控制单元10或站台单元18或36于选择它时并设有该串行A或串行B字节中所要发送的数据，除了框同步时隙中的FF字节外，每一时隙中的字节均现成可用。

为促进可靠通信，该MAN系统均采用一种确认型式协议，以检测数据及系统误差。基本上，一项确认ACK为该接收字节的一回波。当站台单元18或36向控制单元10发射一字节时，站台单元18或36均预期在该站台的下次接收时隙中会从控制单元10接收其发射字节的一回波(除了空间字节外)。如接收一回波，站台单元18或36才会将其字节视为被控制单元10所接收。如站台单元18或36在该站台的下次接收时隙中接收来自控制单元10的任何其他响应，则站台单元18或36进入一种错误情况。在该错误情况中，站台单元18或36将会在其下次发射时隙中发送一信号“无能量”而非新数据。

当控制单元10接收来自站台单元18或36的信号“无能量”时，它才知道站台单元18或36已面临一误差。在站台单元18或36发射该信号“无能量”以后，它将会等待直至下次可用时隙为止，而后，重新发送该原来字节。然后，重复该程序直至接收适当回波为止。

当控制单元10将一字节发至站台单元18或36时，它也预期在该站台的下次接收时隙中自站台单元18或36接收其字节的一回波。如回收一正确回波，控制单元10才知道站台单元18或36已对控制单元10的数据采取正确行动。如来自该站台单元的回波数据为错误数据或“无能量”，该控制单元仍会在下次机会时重新传送该数据。站台单元18或36未能正确回答控制单元10时可因好几种原因而发生。一个原因为该字节被该站台单元或控制单元所错误地接收。另一种机率为该站台单元18或36具有某种更高优先级的东西要传送。当站台单元18或36具有一个以上的字节要发往控制单元10时，均将优先级排定在下表5中，利用该表来决定首先传送那一字节。

                         表5

优先级           行       动最高 · · · · · ·最低错误情况—发送“无能量”重新传送非适当回波数据辅助正常数据的回复键盘开关闭路开关改变(输入口A及B)接收数据的固复键控命令第1号寄存器(启动以前的第0号寄存器)

注意，除了一种错误情况外，站台单元18或36永远将数据在其时隙中传至控制单元10。如站台单元18或36没有新数据要传送，那么，它将发送第1号寄存器的内容。如站台单元18或36发送一信号“无能量”，那么，站台单元18或36在一种错误情况中。当站台单元18或36发送它们时，则传输第1号寄存器的内容不需来自控制单元10的回复。

现在考虑其特征为控制该单条双线上的通信的重大事件的顺序。在顺利通电以后，才会在MAN线路20上传输一42千赫参考信号。一旦控制单元10中的主芯片完成良好通信(模式GC)，它才开始发射。在每一时帧的起点处均发射一时帧同步。在专供一站台用的一时隙中由控制单元10接收第一字节的数据以后，控制单元10才会识别一站台单元在该时隙中在一种在线情况中。如控制单元10在该控制单元的时隙中接收四个连续时帧的“无能量”，它将认为该站台单元脱线。

在一站台单元在线以后，控制单元10现在准备接收来自该站台的数据并将数据传送至它。首先考虑控制单元10所接受的数据。每次从在线上的一站台接收一有效输入字节的数据时，控制单元10均读取数据并在该一次机会时对该个别发送站台单元传回该同一数据字节的回波。一有效输入字节的数据为一在“无能量”或零值电压电位时设有位以及其最高效位为一逻辑0的字节。如在收自该站台单元的下一字节中具有一信号或能量，其意义就是指所接收的先前数据字节为良好以及控制单元10可对它安全反映而言。但是，如该下一字节中具有一“无能量”位，那么，该先前数据字节可能想错了并将该项传输弃置不理。

在它上线以后所收一站台单元的第一字节就是输入口B的数据。在控制单元10中，此举就该特别站台单元建立输入B开关或第3号寄存器的状态。在站台单元18或36发送启始输入B信息以后，该站台单元才将对输入B的改变传至控制单元10。

其次，再从对应于输入A开关或第2号寄存器状态的站台单元接收该输入口A数据，并以和上述输入口B数据一样的相同方式予以看待。

在经过该输入口A数据以后，才对控制单元10传送位址形式的模式信息以及连通该站台单元模式及造型的第0号寄存器的内容。站台单元18或36持续对第0号寄存器传送一空间字节直至控制单元10重置该站台单元中的启动状态位为止，而后，该启动状态位才会使该站台单元传送一位址形式的空间字节以及第1号寄存器的内容。

只要它在线上，控制单元10现在均准备接收来自该站台单元的新输入数据。如该字节在其中具有能量，但并非一有效输入数据，亦即，其最高效位为等于一项1，那么，才在下一机会将“无能量”传至该站单元，以表示一项错误。

现在考虑怎样将数据自控制单元10传至站台单元18或36。每次当控制单元10将一数据字节传至站台单元18或36时，控制单元10均盯住收自该站台单元的下一数据字节。如若下一接收字节为控制单元先前传送的相同数据，那么，控制单元10会知道控制单元已辨认该先前传输并对它有过反映。如该站台单元所传送的下一字节为另外的任何东西，则存在的机率为数据是错误的以及控制单元10在下次时隙机会时才会就该站台重置它。

在一站台单元上线以后，控制单元10才会传送该信息，以设定该站台单元中的初设状态位元，将该键板开锁并它的模式设定在第1号寄存器中。而后，控制单元10才将该站台单元中之全部寄存器根据该站台单元所表示的操作模式设定于含意状态。在控制单元10已将站台单元18或36中的寄存器设定于该等合意状态以后，当它具有某事要对该站台单元反映时，控制单元10才会只将能量传至该站台单元。供来自控制单元10用的空间字节就是该“无能量”信号。

现在考虑一站台单元18或36的操作。在当电源电压为够高时通电以后，图2a中所表示的电压控制振荡器100才会开始振荡以及一内部基本时钟产生器82才会开始。站台单元18或36利用来自控制单元10的42千赫信号，将该等基本时钟锁相至控制单元10内的时钟。

在该电源电压足够高以及通过一段硬件产生的时间滞后期间以后并在该等基本时钟均正在运转以后，芯片60内部的逻辑电路103才会发布一通电重置(POR)。通电重置电路103将该通信逻辑设定于一种不良时帧情况，这就是说它并未与传自控制单元10的时帧同步信号FFF5同步。通电重置电路103亦启动一种顺序，以初设该寄存器文件58内的全部寄存器。通电重置电路103亦将芯片60的逻辑电路59加载有该站台单元的独特站台号码及模式，其中它为要自外部设定开关才会操作，因而，该逻辑才会知道怎样解译来电信号以及怎样配置其输入和输出。通电重置电路103亦开动该等定时时钟以及将该等发射数据寄存器状态设定于该“无能量”电平。

在通电重置电路103操作以后，该通信逻辑才会搜索数字通信信道中的时帧同步FFF5位图型。如果在一段预定时间内并未发现该时帧同步，才会调节内部定时，以微分7种可能定时组合中的一种组合。该逻辑持续进行每四个时帧暂停一次并行至下一定时状态直至识别该时帧同步位图型为止。当识别该时帧同步时，通信逻辑才会移至称为非不良时帧NBF的状态。

该通信逻辑持续搜索该时隙中那里预期它的时帧同步。如三次曾试中仍未在预期时隙中发现该时帧同步，该逻辑才会回至该种不良时帧情况。如识别该时帧同步，该逻辑才会前往良好通信情况。该逻辑根据站台号码采取该时隙位置以及该站台单元现在才准备与控制单元10通信。任何时间当该站台单元在预期时隙中见不到时帧同步时，该站台单元的状态均回至不良时帧通信状态。

现在考虑一站台单元所进行的数据传输。该站台单元传送至控制单元10的第一件东西为开关输入B数据，其次为开关输入A数据，而后，才是来自第0号寄存器的模式寄存器信息。在此举以后，站台单元18或36才会传送对输入A及输入B的改变或者对第0号寄存器传送一空间字节。在站台单元18或36传送第0号寄存器的第一批内容后，它才可接收来自控制单元10的数据。该站台单元的键板为非作用直至它接收来自控制单元10的一指令来重置该启动状态位为止。在重置该启动状态位以后，该键板才为有作用以及站台单元18或36才会将其模式传送为第1号寄存器的空间字节。该站台单元现在处于与控制单元10的完全通信中以及可接收并传送所有型式的数据。

一般而言，应考虑站台单元18或36所进行的数据接收。当该站台单元接收有效数据，亦即，在其站台字节中该等位全部均有其正或负逻辑电位电压处的能量时，它将会根据该数据及过去历史对该数据反应。举例说明，如该站台单元在最后机会时传送输入数据，才会设定一回音返回标志以及它将接收数据与该发送数据比较。如该项数据未作比较，该站台单元将会传送一“无能量”信号，以告知控制单元10具有一错误并且将在其首先可用时隙机会时再传送该正确数据。将无新的数据被接受直到收到正确回音返回为止。如该项数据进行比较，才会重置该回音返回标志以及该站台单元准备接受来自控制单元10的新数据或者发送额外输入数据。

现在转向表6，该表例示输入数据如何在站台单元18或36中的输出数据上采取居先。

                        表6

站台单元               控制单元(不理输出数据)                                                        ←输出数据输入数据→(设定回音标志)                                                   输入数据输入数据                                                              ←输入数据(重置回音标志)新输入数据或空间→                                      如有任何数据，则采用最后输入                                                        数据。如有新输入，则在下一机                                                        会时回音返回。如空间，则在下                                                        次机会时重发输出数据。

可将输出数据自控制单元10传至站台单元18或36。但如该站台单元具有输入数据要传至控制单元10，它将不理来自控制单元10的接收数据除非它正在预期辅助数据，诸如当设定一辅助寄存器标志的时候。

如一站台单元为清除来接收新数据，它才会测试该最高效位(MSB)，以确定它为有效输出数据并于如有效时，它才会运用该数据并在下次机会时对该数据向控制单元10实施回音返回。如该寄存器域为“8”，该站台单元才会将此举识别为一项2位指令的第一字节并设定该辅助寄存器标志。此项指令的最后四位才会告知该站台单元将该第二字节放在那里。如重置该辅助寄存器以及该数据为输入数据(MSB＝0)，那么，才会不理该数据并在下次机会时将一“无能量”信号传至该控制单元，以表示一项错误，和表7说明中所摘要说明的情形一样。

                           表7

    站台单元                 控制单元空间或输出数据的回音返回→输入数据→     “无能量”→                              接收“无能量”。如控制单元上次将输                                               入数据传送为回音返回，则不理该数                                               据。如控制单元上次传送输出数据，                                               则再传输出数据。如控制单元上次传                                               送“无能量”，则朝向线外计数1。

如设定该辅助寄存器标志，因为，该站台单元正在预期一数据字节以及该接收数据为有效，那么，该站台单元才会将该数据装载在有关寄存器中并在首次机会时就该数据向控制单元10实施回音返回。而后，才重置该辅助寄存器标志。如设定该辅助寄存器标志以及该数据为一“无能量”信号时，该站台单元才会重置该辅助寄存器标志并在首次机会时传送一“无能量”至控制单元10，以表示下表8中所表示的一项错误。

如重置该回音返回标志及辅助寄存器标志两者以及该站台单元接收该“无能量”信号，它才会接受此举作为一空间字节并将该模式寄存器的内容传送为一空间字节或者在下次机会发现它时传送新的输入数据。

现在考虑来自该站台单元根据图5优先级的数据传输。用以传送“无能量”的最高优先级乃指示错误情况以及此举可发生的时间为当：

(1)站台单元曾在上次机会时传送输入数据(设定回音返回标志)以及接收的新数据并未同意的时候，和表9中所示方案中所摘要说明的情形一样；

(2)将输入数据(MSB＝0)接收为来自控制单元10的新信息并以该回音返回标示重置为和表7中所摘要说明的一样的时候；以及

(3)预期辅助数据，亦即，设定该辅助标志，并且接收一“无能量”信号，产生和表8中所摘要说明一样的错误情况的时候。

                            表8

    站台单元    控制单元                         ←“8个(寄存器号码)”“8个(寄存器号码)”→    正确回音返回不论接收数据或“无能量”←辅助数据怎样均重置辅助标志位→                                               “无能量”或错误数据                        ←“无能量”→                                                如空间，重传“8个(寄存器号码)”，如                        输入数据，才会在下一适当时隙中实                        施回音返回并在下次机会时重传“8个                        (寄存器号码)”。

该站台单元的下一最高优先级为重传未适当实施回音返回的数据。此举的发生系在已传送一“无能量”信号以表示一错误以后，因而，使该控制单元10知道不对错误数据反应。该输入数据将持续予以重传直至收到回音返回以及重置该回音返回标志为止。

下一优先级为该辅助寄存器数据的回音返回。此举具有一高优先级，因为，在传送来自控制单元10的一项2字节指令的第一字节以后，必须接收第二字节并产生回音返回及重置辅助标志，以防止数据错误。如该站台单元10正在预期一项2字节指令之第二字节并设定辅助标志以及检测“无能量”信号，站台单元18或36才会发回一“无能量”信号并根据表8及10的方案中的表示重量该辅助标志。

                            表9

    站台单元                 控制单元输入数据(设定回音返回标准)→“无能量”或错误数据    ←“无能量”→           “无能量”，不理最后数据                        ←重发数据→

其次一优先级为键板开关闭合。在正常操作时，此举为其最高优先级，因为，根据表6中的表示，开关输入数据具有高于输出数据的优先级。将此种技术与一键堆结合起来，以防止来自快键输入的数据损失并对系统响应时间具有最小影响。

该次一优先级为关于表5上述讨论的一项开关变动数据。该等输入为供较慢响应型式输入之用，诸如接听开关，双位置开关等。

接收输出数据的回音返回为其下一最高优先级。输出数据被储存在控制单元10中的存储器内且无法被维修时的迟延所损失。所以，只使输出数据的优先级仅高于不重要的输入数据。兹将如对一错误实施回音返回时的通信协议例示在表11中以及如该控制单元错误地接收输出数据时的情形例示在表11a中。

                            表10

    站台单元    控制单元                           ←“8(寄存器号码)”    →                          错误数据如上次接收“8(寄存器号码)”，则重置辅助标志。   ←“无能量”“无能量”→            “无能量”                         ←重发输出寄存器*

注：*已被该控制单元检测一错误，为该相关站台单元重定全部输出寄存器。

                            表11

    站台单元                    控制单元                                ←输出数据→                      无能量”或错误数据“无能量”，重置辅助标志←“无能量”输入数据或空间→                        ←在第一次机会时重置输入数据

注：*已被该控制单元检测一错误，为该相关站台单元重定全部输出寄存器。

传送该键控命令“60”，因而，只要按压一键，均可对一耳机提供一音调。当一键被另一键所紧密跟着时，自一个键换接至次一键音而没有中断并非一个问题，因而，无需键控。所以，如另一键准备在传送该键控以前传送，才会传送该新的键以不理来自先前键的键控。

最后，如设有其他东西要自站台单元18或36传送，才会只将该模式寄存器，寄存器0号或1号的内容传送为一空间字节。

站台单元18或36将全部输出数据保持在其寄存器中。该等寄存器均系被通电重置103所初设以及被控制单元10所设定于其他状态。如一站台单元18或36因任何原因走往线外，诸如被拔掉插头或者被插回在另一位置中，控制单元10均重定该等输出寄存器。

                          表11a

    站台单元                    控制单元                      ←“无能量”或输入数据回音返回→                   输出数据                     ←在第一次机会时重置输出数据*

注：*已被该控制单元检测一错误，为该相关站台单元重定全部输出寄存器。

电压控制晶体振荡器

提供一微小按经济方式制造的CMOS电压控制晶体振荡器的方法为将三个反相放大器耦合成与一再生晶体控制反馈环路串联。该等第一及第二CMOS反相器反具有的输出节点，其阻抗均被一CMOS阻抗调制电路所改变的。亦被耦合至每一此两输出节点的为一CMOS电晶体并联电容器。根据加至该CMOS调制电路的一电压控制信号的大小来修正该输出节点的阻抗。将该等调制电路的自给偏压保持大致固定不变的方法为根据得自一虚设调制电路的栅极驱动调节每一该等调制电路中的栅极驱动。该虚设调制电路均以如此方式具有该电压控制信号作为一输入以及得自来自一虚设输出节点的一反馈环路的一控制信号作为其补偿栅极驱动，因而，将该虚设调制电路的自给偏压保持大致固定不变。而后，将来自该虚设调制电路的补偿栅极驱动耦合至该电压控制振荡器中的阻抗调制电路内的有关补偿电闸。

图7振荡器的基本功能是提供一电路，以产生具有一基本频率的一输出电压，该基本频率在石英晶体132的控制下并可由一缓慢可调模拟电压VC予以连续地调节在晶体132的自然谐振频率的上面及下面。兹将图7电路表示在一种实施情形中，该种实施尤其可与CMOS集成电路设计相容。该电路亦为如此一种性质，使得在通信及其他型式集成电路中的一微小芯片面积内予以废除。

图7振荡器构成一相移控制再生式晶体振荡器，该振荡器以一基本频率振荡，在该基本频率时该再生式环路会表现一项零度的总相移以及一项等于或大于1(或零分贝)的环路增益。感测一直流偏压以及在该电压控制振荡器中的相移电晶体内建立电流，以使相移控制在可接受限度以内而未饱和将它们连接于其上的反相放大器。

图7电路的组件均被制造在廉价CMOS集成电路中，所以，包含制造成本低廉的妥善匹配组件。图7电路的全部组件均被制造成一种集成电路形式，其例外为一般由虚线轮廓180内的元件所表示的晶体反馈环路。

图7为根据本发明的一电压控制晶体振荡器的示意图。该振荡器由三个反相放大器109，113及117，两个输出阻抗调制级121和125，两个并联电容器级128a和b及130a和b，反馈控制器元件180，一运算放大器142，一特别反相控制放大器150—158，174，176及178，以及一振荡器输出缓冲放大器142等组成。

三个反相放大器中的第一放大器109由PFET108及NFET110组成。三个反相放大器中的第二放大器113由PFET112及NFET114组成。最后，三个反相放大器中的第三放大器117由PFET116及NFET118组成。两个输出阻抗调制级中的第一级121由PFET120与NFET122组成，而其第二级125则由PFET124与NFET126组成。该等并联电容器级顺次由PFET128a和b与BFET130a和b组成。该等反馈控制元件180则包括晶体132，电阻器134和136，及电容器138和140。该起始控制级由运算放大器142，输出电容器144及总和电阻器146及148组成。该特别反相控制增益级由与偏压追踪级相结合的运算放大器150组成，该等偏压追踪级则顺次由PFETs152和154与NFETs156和158以及具有输出电容器160的反馈电阻器178等组成。该振荡器输出缓冲放大器162被耦合至三个反相放大器的输出。

关于图7的上述电路在节点164及166处以一基本频率产生一输出电压信号，该基本频率则处于或极接近以其截断反馈晶体132或为处自然串联谐振的频率。输出节点164及166处的输出电压信号的频率并可在晶体132的自然串联谐振周围的一微小频带内连续控制。图7振荡器的输出电压信号的基本频率可连续控制的方法为缓慢地改变通至一总和电阻器146的输入处的一模拟电压VC。

第一反相放大器109及第二反相放大器113各在该振荡器频率时因其反相特性曲线加上大约45度的超额相位，滞后而表现180度的标称相移。第一反相放大器109的超额相移主要是由节点168处的FETs108 128a和b的并联栅极电容结合节点168处的FETs108，110，120和122的动态输出阻抗所组成的一滞后网络所造成。该第二反相放大器113的超额相移主要由节点170处的FETs130a和b的并联电容结合亦耦合至节点170的FETs112，114，124及126的动态输出阻抗所构成的一滞后网络所造成。

所以，该两反相放大器109，113的超额相应位滞后才会是大约负90度。选择负45度的一超额相移，因为，此举会产生每伏控制(VC)的最大相移改变率。超额相位滞后的确切数量可由加至FET-s120和122，及124和126的栅极的模拟控制电压予以调节，该等控制电压分别调制节点168及170处的净动态输出阻抗。调节每一该两反相放大器的特别超额相移，因而，使图7振荡器的再生环路周围的总相移处于所需振荡频率处，但却足以接近该自然串联晶体频率，以容许使晶体保持控制。选择采用双级的控制，以产生按每伏度数计的更大相移，因而，延伸此种设计的有用控制范围。

在直接和低频时，自输出节点164至输入节点172的反馈为再生式，所以，才会使图7振荡器成为自给偏压至一种A类情况，以确保振荡永远会以任何较高频率建立起来，其中该项总相移为零度以及电压增益等于或大于零分贝。

当加至FETs120及124栅极的控制电压走向更负时，则加至FETs122及126栅极的控制电压必定走向更正恰好达正确数量，因而，使FETs124的漏极电流等于FET122的漏极电流，同样，使FETs124与126的漏极电流相等，以分别在节点168及170处产生大致无位移的电流。在节点168及170处保持大致为零位移电流对保持全振荡器环路的自给偏压是必需的而与加至总和电阻器146的模拟控制电压VC无关。

利用一对辅助场效晶体管(FETs)174及176来实现该等电流的平衡，该对场效晶体管所具有的操作特性曲线和控制场效晶体管120，122，124及126相似。将辅助控制对174与176之共用漏极电压借在场效晶体管176的栅极处产生一独特电压予以保持在大约零伏的一定心电压处，以恰好平衡该两FETs174与176的漏极电流。

该项正确平衡电压由与反馈电阻器178相结合的运算放大器150提供的。根据该总振荡器环路的实施情形，利用FETs152，156，154，及158将运算放大器150的输入节点予以偏压至同一自给偏压，该等FETs所顺次具有的操作特性曲线与FETs108，110，112及114相似。通过在FET176的栅极处产生一独特电压将辅助控制对174与176的共同漏极电压保持在大约零伏的一定心电压处，以便恰好平衡该两FETs174与176的漏极电流。

该正确平衡电压由与反馈电阻器178相结合的运算放大器150提供。根据该总振荡器环路的实施情形利用FETs152，156，154与158将运算放大器150的输入节点偏压至同一自给偏压，该等FETs所顺次具有的操作特性曲线均与FETs108，110，112及114相同。

将MOSFET晶体管128a和b及130a和b用作为该电路内的相移电容器时才会容许更佳的接达相移控制，因为，可制造MOS-FET晶体管128a和b及130a和b的栅极电容制造来分别匹配该等输入FETs108及110的栅极电容。

采用并联控制元件120，122，124及126来调制该放大器动态输出阻抗时亦容许在一庞大信号摇摆范围上面的良好相移控制。

将放大器109所典型化的一简单放大器与其由FETs120及122的输出阻抗以及与作为负载元件的固定电容器128a和b的调制相结合以构成一相移控制放大器时被特别妥善实施在CMOS集成电路设计中。

图7振荡器所亦特别具有的特征为采用两个电压控制级，以延伸该振荡器的有用控制范围。

可将图7A中的网络代替电阻器134及电容器138，此举会改良反相放大器109，113及117与相关电路121，124，128a和b与130a和b的幅度及相移的某些特性曲线的性能。

发光二极管驱动器电路

提供该MAN系统的站台单元中所采用的许多发光二极管(LED’s)用的一低功低噪声驱动电路的方法为将每组发光二级管耦合在该电源与一恒定电流源之间的一串联电路中。每一发光二极管均具有一可控并联在它两端的逻辑开关以及该等开关并进一步在其相互串联电路中，以构成一阶梯网络。可截断任何选择发光二极管的方法为关闭其对应逻辑开关。而后，其电流才会持续流过该并联开关进入该通电中的串联电路中的其余发光二极管内。可将多条此种阶梯网络予以相互耦合及与由一交换门所控制的每一阶梯网络并联，该交换电闸将它选择性地耦合至该恒定电流源，因而，使该等发光二极管阶梯网络以一预定工作周期操作。避免其电源上面电流尖波的方法为以一种重叠关系驱动该等连接控制门，因而，永远不会从该电源截断该恒定电流源。

请转向为本发明的一第一实施方式之一简化示意图的图8。将一电源电压V耦合至一串联的许多发光二极管180，182及184。耦合成并联在每一发光二极管180—184两端者分别为一逻辑开关186，188及190。该组发光二极管180至184经由一恒定电流源192被耦合至该电源的对立轨线。当关闭开关186时，才会截断通过开关186及LED180的电流流量，因为，LED180两端的电压为接近零伏，所以，在其阈值电压以下。当开断逻辑开关186时，所有电流均流过LED180以及它才会发光。当开断全部开关186至190时，同一电流才会流过每一该等LED180至184以及它们全部才会发光。

就大部分电流源言，底部LED184与电流源192之间的节点194处的电压必定为高于该电源的负向电压的某种最低电压，以期使该电流通过电流源192时保持相对恒定。因此，可予以安放成串联的最大LED数目才会由该等发光二极管(LEDs)的集体最大电压降与该电源V与节点194处的最低电压V1之间的差别决定。如某些LEDs无法同时以逻辑方式发光，那么，可将多个LEDs以串联增加至LEDs的数目，但却必须在其设计中考虑该等开关186至190的电阻。如该开关阻抗并未增加至其总电压降，和根据图8中所实施及表示的电路中的情形一样(亦即，其最坏电压降为以全部LEDs发光且并未使用该项“并非全部立即发光”的上述选择，以增加服务二极管的数目)，那么，开关186至190仅需将每一对应LED两端的电压保持于一项并非发可见光的电位而已，所以，可为一比较高阻抗的开关。

图9为实施在一对应于图8的示意图的集成电路中的一MOS-FET实施方式的示意图。该等模拟电路部分载有相同参考编号。恒定电流源192由一电阻器196及两个NFETs198和200组成。该恒定电流源电路192的特别设计对本发明并不重要，所以，将不予进一步说明。每一开关186，188及190均顺次由MOSFET双向晶体管202及204组成并以源极与漏极予以共同连接，在该等晶体管的栅极两端则耦合有一反相器206。同样，图9所示交换元件的特定部分对本发明均不重要，所以，只予以例示性地表示在图9中。例如，图9的电路为一CMOS电路，但却可使此电路视需要予以易于适于实施作为一种NMOS或PMOS设计而未脱离本发明的范围。

图10为和图9所示者相同的一电路的示意图，其例外为将图10的电路适于以50％工作周期操作，而图9及8的电路的设计乃在以100％工作周期操作。换言之，增加至两个相同开关及LED组别者均为控制门208及210，该两控制门均被互补方波驱动信号驱动，因而，只在每一时钟周期的起点及终点时间控制两组LED经历一段短暂重叠时间。在其他全部时间时，均将该等LED组别予以交错地通电及断电。在决定LED的数目时控制门208及210的电阻是重要的，该等LEDs可被耦合成串联且应为比较低小。根据图11的定时图中的示意图表示，该等控制信号T1之间的时间重叠是重要的，因为，如控制门208及210两者同时断电，才会有一电流尖波发生在负或正电源节点处。

可制造类似图10所表示的一电路并以一种模拟方式用其他对应工作周期予以操作，其法仅为以和图10延伸图9电路的相同方式增加额外组别的LEDs及开关以及对应门控制而已。换言之，为容纳三个发光二极管(LED)及开关组，可能必需一项33 1/3％工作周期，增加四个发光二极管及开关组时将会需要一项25％工作周期并由此类推。

利用一恒定电流源驱动一组串联发光二极管时所具有的优点为以该电路中所用的较低最大电流提供来自该等发光二极管的首尾一贯发光。利用并联逻辑开关转接该等串联发光二极管时则促成完善的显示弹性而设有电源线路中的电流要求或产生电流尖波。根据图9及10中的实例的表示，仅可以集成MOSFET形式实施以图8构想所表示的电路而已。可易于使此种方法适应于各种广大的工作周期及串联二极管组合，并且将某些该等工作周期及串联二极管组合表示在图9及10的实例中。可实施该等可变工作周期而未造成该等电源线中的电流尖波，其法为采用该等控制信号中包含一重叠的门控时钟。如由于特别应用其可能性发生有该等发光二极管中的任何一个从未以逻辑方式和被选择其他二极管一样同时点亮，甚至可将串联电路中的发光二极管的数目增加至不然被该恒定电流源192所可能忍耐的范围以外，但是，在此种情形中，却必须考虑开关电阻的电压降。应属显而易见的是，图8至11的电路设计亦可易于适应双极晶体管设计。

自动定时补偿一条通信线路

在本例示实施方式中，图1中所表示的系统由耦合至一条双绞线20的控制单元10组成，该双绞线顺次被耦合至多个远端台单元18或适配箱36。控制单元10包含全部逻辑，用以控制线路20上的通信。当考虑并讨论自动定时补偿时，才可将适配箱36视为和站台单元18相同。控制单元10与站台单元18或36均被同步于设定其接收时间的一共同参考信号。

而后，才调节其发射时间，使不论线路长度的容许限度以内所连接的线路量怎样，该等信号均在以该接收时间为准的同一时间被控制单元10及每一站台单元18或36所接收，无论发射它们的位置在那里。

延迟时间的主要成分或原因均为线路20的线路电容。当启动图1的系统时，均根据本发明预设一发射前进信号或时间，以接纳一条被容许线路长度及平均型式的线路。因此，其有效电容是由控制单元10内的电路来量测的。而后，才将该调节前进时间设定在该控制单元10中并予以传输至每一该等站单元18及适配箱36。

一经将站台单元18或适配箱36的发射前进时间予以调节，均使图1的系统就该线路的延迟特性曲线达到最佳情况。而后，才会测试线路20并予以定期重新调节，以补偿可能对线路20上的电容所发生的任何改变，诸如从它增加或删除站台，线路或适配箱等。

本发明的解决方法是提供一段固定前进时间以内的一种改良性能，和现有技术中的普通情形一样并可易于予以与其他电路一体化，以便对此问题提供一种低成本解决方法。此外，还可在控制单元10处检测与可对每一独立站台单元18或36建立一前进定时错误调节以及可利用一种静态调节或一种视每一站台单元18或36的现在通信任务而定的动态设定来精细调谐每一站台单元18或36的发射前进时间。

现将本发明的实施情形例示在图12及13之示意图中。在图12中，该项发射前进时间均在自控制单元10传输以后才会呈现在数据总线42上，和关于图1的方块图所表示的情形一样。在图12的例示实施方式中，将寄存器C用于储存该发射前进时间。寄存器C为其寄存器文件58中的图2MAN芯片内所包含的许多寄存器的一个。特别是利用位4—7来传输该发射前进时间。而后，才将该发射前进时间，根据解码器212及寄存器写命令及REGCWRT的控制，予以写入图12的寄存器文件58内所包含的寄存器位214—220中。而后，寄存器214—220的内容才会供分离控制及逻辑线路22上的图2电路内的内部逻辑现成可用。

转向图13，现在这些控制信号均在图2a的控制电路59内所包含的逻辑控制电路内现成可用，以便与多个定时信号共同使用，以调节输出节点224处的一定时控制信号TRES，该控制信号被用在图1控制单元10的内部逻辑中，以决定来自该站台单元的发射数据时间与接收时间之间的差别。只要是在控制单元10，站台单元18与适配箱36之间共同使用图2a的电路，有关图12及13所说明的控制及定时亦可同样适用于以及可供用于有关站对站或站台对适配箱的通信。未曾说明图13的电路图的细节，因为，它们对本发明的构想及了解大部分并不重要，虽然也将它们以一特定实施方式例录在图中。

一种低成本适应性回波平衡方法

本发明是一种与一条通信线路的接口，以补偿不同的线路长度，线路型式以及耦合至该线路的其他装置。该电路的操作在于衰减此等及其他线路变化所引起的回波。该项说明技术是适应性的并可予以定期更新，以调节所加至或自该线路所删除的装置以及其他线路的引线变化。转向图14，其中例示本发明的例示实施情形的方块图。提供一控制单元10a，诸如一种电键电话系统的一控制单元，以控制与图1中的电话总局线路12的全部信令及接口。根据下文说明，将控制单元10a耦合至站台单元18a，该站台单元例如可为一电键手提话机。除了企图将图14的额外电路作为包含在图1的控制单元10及站台单元18内部外，控制单元10a及站台单元18a所执行的任务和图1中的控制单元10及站台单元18或36相同。

将控制单元输入274上的270处所产生的一测试音调加于来自控制单元10a的通信线路20上并以全部站台18a均连接至线路20但却为线外。调节一RC网络直到达成最佳平衡或者换言之直至回收最小回波为止。为了简单原因只将一个站台单元18a表示在图14中，但所明白了解的是，亦可将有关图1所述的许多数目的站台单元或适配箱36耦合至线路20。

因此，根据下文更详细的说明，将该接收信号经由一尖峰电压检波器228予以条件限制及进入一模拟数字转换器230中。可因低成本将一模拟脉冲宽转换器取代该模拟数字转换器。利用一处理器232或其它定制逻辑电路来改变经由平衡网络226所耦合的电阻及电容参数。而后，再接收来自该音调的回波并予以测试，以决定是否已实现了一项改良。在已建立该信号或最小回波的一最佳数值以后，才通知每一站台18a调节位于该站台单元中的平衡网络226并予以设定在同一或类似数值处。

在图15中以示意图表示的本例示实施方式中，平衡网络226由图14的方块图中表示为C，2C，4C及8C的不同数值的多个电容器234以及图14中仍然表示为R及2R的多个开关电容器电阻等效元件236组成。每一该等元件234及236均经由参考编号238所集体表示的对应开关S1至S6予以转接至一输出节点240。将开关S1至S6实施为可控半导体开关，但却以示意图方式表示在图14中。

在本例示实施方式中，在不同配置中测试电容器234并予以设定于一种最佳情况组合，以减少该回波。而后，同样测试电阻器236并予以组合，以使该回波进一步减至最小情况。权衡电容器与电阻器的数值，因而，在相等步骤中使有16个数值的电容器现成可用以及在相等步骤中使有4个数值的电阻器现成可用。将平衡网络226的一种特定实施情形例示在图15的示意图的CMOS电路中。图15表示采用与一对CMOS晶体管244相结合的一反相器242以CMOS开关所实施的开关238。利用开关电容器等效物实施电阻器236。

采用图14中的一回波平衡电路246，该平衡电路一方面被耦合在线路接口单元248与控制单元10a之间以及另一方面被耦合在通信线路20的对立端部上的线路接口单元248与站台单元18a之间。将回波平衡电路246的细节情形予以更佳表示在图16的示意图中。将节点250及252视为通至一总和放大器264的输入节点254为一虚构地线，因而，当电阻器256中来自节点250通至虚构地线254的电流等于该回波信号在节点252与虚构地线254之间的电阻器258中的电流时，才会完成回波消除。利用电阻器260与该平衡网络的组合来企图匹配节点252上的回波信号的幅度延迟，该项幅度延迟经由线路接口248被耦合至来电接收信号。将电阻器260耦合于该发射信号自控制单元10a至线路接口248及至节点25的输出两端，该节点250亦被耦合至平衡网络226。理想上，在节点262上所接收的发射信号与节点252上所接收的回波信号之间应具有180度相移。当调节平衡网络226的电容器时，才会直接产生节点250处的相移。当调节平衡网络226的电阻器236时，才会调节节点250处的幅度。平衡网络226内的该等元件所如此选择的数值必定会大至足以调节通信线路20中所预期的最糟变化。所可完成消除的精确度将是根据平衡网络226内的该等元件的最小数值。

节点254处的任何不平衡均被运算放大器264所放大并予以耦合在控制单元10a的接收接头RXI内。而后，将此数值耦合至尖峰检波器228以及将模拟数字转换器230中所变换的一尖峰电压耦合至一输入口或锁存器266。由处理器232完成调节，以使通至控制单元10a，因而，通至平衡网络226内的开关238的数据总线268上的调节信号输出中的回波减至最小。

如同样限制来自振荡器270的模拟测试信号的条件，则控制单元10a内的电路亦限制收自放大器246的模拟信号的条件并将它输出在接头272上，该信号被传送至通信线路20，以供回波消除目的之用。由于控制单元10a为一种电键电话系统的一部分，故亦将控制单元10a的接头272及274耦合至连接至总机线路的一线路接口单元(未在图中表示)。为达成例示目的计，特将振荡器270表示为直接耦合至输入274，但在一实用实施方式中，却只在调节期间内才将该测试音调转接在接头274内。

亦利用控制单元10a来控制处理器232与站台单元18a之间的接口信令信息。可在独立线路上完成该信令信息或者和本例示实施方式中一样，在共同通信线路20上与模拟数据实施多工制。在图14之示意图表示中，站台单元18a包含模拟电路，以限制该接收节点RXI上的来电模拟信号的条件并将它输出在该声频输出节点RA上。站台单元18a亦接收输入节点TA上的一来电声频信号并将它输出至节点TXO。在一种电键电话系统中，均将该等TA及RA节点耦合至一手持话机。此外，站台单元18a将会包含电路，以控制控制单元10a与站台单元18a之间的接口信令信息以及利用控制单元10a所提供的信令信息来设定其本身的对应平衡网络226。

线路接口单元248提供一条双线通信线路与独立发射及接收信号线路之间的接口，前者具有接两个方向流动的数据，后者具有一共同参考地线。将线路接口单元248的一简单图示表示在图17的方块图中。根据所表示的，接口单元248包含两个缓冲器或放大器，用以将相反方向的信息自通信线路20传至发射和接收线路TXO及TXI。此种线路接口单元为一种典型的双线对四线转换电路并且予以用在一条通信线路的每一终端处。

尖峰检波器228首先决定通至它的信号输入上的峰值电压并在响应该峰值输入电压的一测量时产生一稳定模拟输出电压。数字模拟变换器230为一传统8位模拟数字转换器。处理器232执行将测试数值输出至平衡网络226，经由一输入口266读取模拟数字转换器230的输出数值，因而，在终止该回波平衡常式以前，决定并设定平衡网络226中的最佳情况数值等功能。

在启动及偶然更新时均执行该回波平衡常式，典型者为在处理器及系统活动的离峰时间的时候。

一种成对双绞线多信号电容器耦合的通信线路接口

提供一种改良式接口系统，用以将多个信号源耦合至一条成对双线通信线路。此种接口系统由多个差动电压电流放大器组成，该等放大器均被电容性地耦合至该双绞线路。每个差动电压电流放大器均包含两个互补电流源，一个用以将电流驱入该通信线路的界定平衡直流地线内以及另一个用以自该直流平衡通信线路的地线摄取电流。两个电流源均为来自该通信源的电压所控制。将一差动接收放大器RC耦合至该通信线路并予以用作为一共同模式拒绝输入放大器。将一回波平衡网络耦合至该差动接收放大器并自耦合至该通信线路的信号源提供该回波消除信号。每一信号源均设有其本身的对应差动电压电流放大器及回波平衡网络，同时并将用来接收来自该线路的信号的差动接收放大器耦合成并联以及在全部耦合至该特别接口处的通信线路的该等信号源及接收实体中间予以共用。

现在转向图18，该图表示自一单独信号及接收实体至一内部通信线路20的一接口。一般由参考编号668表示的该接口在其他事物中间由一差动电压电流放大器668组成，该放大器为一电容器耦合的差动驱动放大器，以便将一单端输入电压转换为一对差动互补电流源输出。由差动放大器670以及其对应电阻器672至680与电容器682提供单一相位的电压电流转换。同样由差动放大器284以及其对应电阻器286至294与电容器296提供其相反相位的电压电流转换。

一般由参考编号298表示的一电容器耦合差动接收放大器将线中300及302上的差动线路输入电压转换为一单端输出电压。接收放大器298则由运算放大器304与其对应电阻器306至312组成。

将一回波消除级314设置在电容器耦合差动接收放大器298的输出处。回波平衡电路314内的组件与图14至16的电路相同并有关此电路予以说明如上的以及所包含的电路均相当于平衡网络226及总和放大器246。将回波平衡电路314的输出提供通至该电路的一输入信号，而电路266则充作为该电路的一接口。

线路300上的电容器316及线路312上的电容器318均为隔离电容器，以提供通信线路20的隔离以及对同一线路的交流信令连接。电阻值相等的电阻器320及322均建立电路666及其他局部电路的一地线参考。将电阻器320及322保持在尽可能高大的一阻抗处。

必须将该接口电路以及自该线路摄取电流的任何其他电路所摄取的电流予以平衡。在一电话系统中，应将此种接口使用于所有系统电话以及全部适配箱，该等电话及适配箱均是接口在内部通信线路20与商用电话设备或任何其他远端台型式仪表之间。

现在考虑操作接口666。差动电压电流放大器670以流向信号地线并在其输入电压中具有一正向变化的更多电流操作，而电压电流放大器284的操作乃在自信号地线324在其输入电压中具有一正向变化流动更多电流。经由图18的电路分析所可表示的是，电压电流放大器668所产生的电流输出，根据只视该等内部电阻器的数值而定的比例常数所决定的，与该输入电压成正比。由于将该等输入电压以差动放大器670及284为准以反对称方式所施加的，故由对应于放大器670及284的每一副电路以地线节点324为准所供至该线路负载的相位及电流均为相等而相反。

所以，此举才会提供一电压驱动的电流源作为与内部通信线路20的接口。与接口666中的上述电路共同使用差动接收放大器298及回波平衡电路314，以有效消除来自线路20上的驱动器输出的回音返回信号并对受接口的电路提供来自该线路的信号返回。

图19之示意图例示一电路，其中将多个接口耦合至通信线路20。并将多个电压电流转换器并联耦合至线路300及302，每一该等线路均设有其本身的对应回波平衡电路314。将一单独差动接收放大器298耦合在线路300及302两端，以供每一该等回波平衡电路之用。以此种方法才会在一种多组接口中共用该接收电路，隔离电容器接口及地线参考电阻器。在本例示实施方式中，将图19的接口使用在一控制单元或至电话中，这里将外部线路与内部通信线路20成为接口。

根据图20中的内部通信线路20内的某位点处所例示的，将一般由参考编号326所表示的一低交流阻抗电路提供在通信线路20两端。阻抗电路326则由将电阻器330耦合至一信号地线332的电容器328组成。利用电路326对一直接接地提供一平衡负载，以使电容及电阻变化对通信线路20的影响减至最小。此外，电路326并对雷电保护提供一条通至地线的回路。举例说吧，可将电路326于将图19电路安放在建立硬性地线的同一位置中时予以装设在电容器316与318之间的线路300及302两端的该系统中的差动电压电流放大器668的输出处，和图19中所表示的情形一样。此举容许内储使用电容器316及318代替电容器328以及在此种情形中，才会消除高阻抗电阻器320及322的需要而有利于低阻抗电阻器330。

除了图20中所表示的外，在通信线路20上的某处，亦可经由电感器334及336提供一直流电压，以便对该线路提供电力。采用电感器334及336，以使对该等信号的电源负载影响减至最小。以连接至电阻器330的地线332为准建立该电源参考。虽然并无此举需要，但将该电源，低电阻电阻器330及费电数字控制电路合并在一单独接口内，仍具有系统优点。因此，才可采用直流电源对数字电路供电，建立各接口的参考，该等接口乃包含一线路电源并用来对该等遥远线路供电的接口供应电力的。

该项所述电路具有许多优点，将其主要优点说明如下。图18至20的电路容许同时将多个信号源耦合至内部通信线路20而设有一变压器接口的庞大体积，成本及不良特性曲线。该等不同信号源的地线均被电阻器320及332对每一信号源所提供的较高阻抗所隔离。此种系统能以一项较大共同模式电压操作。可将微差直流电压布置在内部通信线路两端，以供分配直流功率之用。采用根据图18说明的一项平衡式交流微差电流输出所提供的高直流阻抗容许同时将许多信号源耦合至线路20而没有通信信号的严重退化。采用根据图20所表示的一较低阻抗平衡式负载电路326且只被与具有较高阻抗的接口电路共同安放在该系统中之一个位置处时乃容许将许多接口耦合至线路20并在线路长度上具有庞大变化的机会而没有牺牲信号的整体性。采用具有经由电感器334及336所提供的一种平衡式直流负载及一直流电源的电路时容许在通信线路20上面提供线路供电而未减低每一接口的交流阻抗或干扰信号电流信息。采用电路326中的一对电阻器以及一项平衡式负载时容许一项良好地线参考的设定，同时并保持高信号源阻抗，此举顺次容许将许多接口耦合至线路20而未显著减低该线路的阻抗。将一适应性回波平衡电路314用作为接口666的一部分时容许通信线路长度及耦合至通信线路20的接口数目两者中的庞大变化而未造成顺次产生通信误差的重大回波信号。将微分电路668共用于图19所示的多个信号源时会使硬体，功率及线路负载所发生的数量减至最少的情况。而且，采用一差动放大器304来对该等信号源提供输入信号时才会提供许多共用模式拒绝。

电话线接口

提供用于经由一变压器耦合至电话总机输送线及设备中的一种改良式电话线接口单元的方法为首先将来自其信号源的声频信号放大，而后，在将它经由一负载电阻器耦合成与耦合至该等电话线的变压器次级绕组串联以前，将该放大声频信号反相。然后，将来自该第一放大器的放大信号经由一平衡网络耦合至亦耦合该耦合变压器次级绕组的输入放大器的输入。该平衡网络模拟总机电话设备的阻抗，总机输送线，总机的电源电阻，耦合变压器的磁化电感，负载电阻，以及变压器的绕组电阻与其低频截止特性曲性对该输入放大器的低频增益的影响等。而后，将耦合至该负载电阻器的反相声频信号与耦合至该平衡网络的反馈信号相加，以便经由也耦合至该变压器的输入放大器提供实质回波消减。

将本发明的电话线接口单元以示意图方式表示在图22中。和前文一样，将电话线12经由变压器338及负载电阻器352耦合起来，以提供一600欧姆终端，和自电话总机线路所看见的情形一样。将从被接口设备的内部电路耦合至节点354的声频输出信号RA耦合至一输出总和放大器级，该放大器级由运算放大器356及其相关总和电阻器358与3千赫上基带滚降电容器360及300赫下基带滚降电容器362组成。将来自运算放大器356的输出信号利用一反相放大器级予以进一步放大并经由负载电阻器352及变压器338供至电话线12，该反相放大器级由运算放大器364及总和电阻器366组成。

其输入声频被一总和放大器368与其对应总和电阻器370以及一3千赫上基带滚降电容器370与一300赫下基带滚降电容器374所接收。总和放大器368亦经由一总和电阻器376接收来自其内部电路的声频输出信号，和关于图23中所更详细表示及说明的平衡网络378所改变的情形一样。通至平衡网络378及总和电阻器376的声频信号输入则与经由负载电阻器352耦合至输入变压器338的声频输出信号成反相或反向。以此种方式才会提供信号的回波消除或回波平衡，因而，使该输入将不会接收其本身的输出信号。

现在转向为平衡网络378的一示意图的图23。平衡网络378的目的在于构成一声频输出信号，该输出信号的幅度及相位将会消除变压器338的输出节点380处所形成的声频输出信号。假定将正常预期型式的电话总机线及电话总机设备连接至变压器338的输入接头。图23中的平衡网络378包括一条与该电话总机电源电阻382等值的电路以及由成对电阻器与电容器384至390组成的一条典型电话输送线的四个集总等效品。在图23的表示中，成对390的电阻亦包含变压器338的直流绕组电阻的等效品。

而后，将一低频截止电容器392耦合成与该等效阻抗串联。低频截止电容器392补偿变压器338的磁化电感的效应。提供串联耦合电阻器394，以补偿负载电阻器352的电源电阻。电阻器396与376的比值则补偿变压器绕组电阻对运算放大器368的增益所造成的低频影响。与变压器338的磁化电感相关连的低频截止是由电容器398予以补偿的。

图22电路与图23的平衡网络的总效应乃在提供一种装置，以在电话总机线12与耦合至该线路的设备之间获得一种适当接口并具有良好的回波消除。该平衡网络378模拟一条典型总机线与其耦合变压器的特性曲线，以期以低成本达成良好的回波消除。采用运算放大器356及364来驱动负载电阻器352并将输出信号反相，因而，容许总合成一种简单反馈网络为一种有效形式的回波消除。

一种采用倍压及CMOS技术的压电驱动器

提供一压电元件的一改良驱动器的方法为通过用来控制该压电元件的信号两条CMOS驱动器电路驱动成相互反相。每一CMOS驱动器的输出幅度均等于该CMOS驱动器两端电源之间的差别。因而，才将来自该两CMOS驱动器的反相输出耦合在该压电元件两端，以提供两倍的电压幅度改变来驱动该压电元件，其效应为产生增加的声频音量而无需对该电路提供一较高电压的供应接头。

转向其中表示本发明的一压电驱动器的图24的示意图。当节点400为高时，节点402，404及406为低，而节点408及410为高。将节点400处的信号经由一反相器412耦合至PFET414及NFET416的栅极。FET414及416的输出为共用节点408，该共用节点顺次被耦合至PFET418及NFET420的栅极。FETs418及420的输出为被耦合至电压元件422的一接头的节点404。

同样，将节点400耦合至PFET424及NFET426的栅极。FETs424及426的输出，节点406，顺次被耦合至PFET428及NFET430的栅极。FETs428及430的输出顺次被耦合至节点410，该节点被耦合至压电元件422的对立接头。

当节点400为高时，电压元件422两端的电压，亦即，节点404及410两端的电压，等于正负电源电压Vp与Vn之间的差别的负数。当节点400为低时，节点404及410两端的电压等于正负电源电压Vp与Vn之间的差别的正数。所以，就节点400处的电压中的每一过渡言，压电元件422两端的电压均为2(Vp—Vn)。所以，压电元件422所具有的可闻音量与通过接通及截断其大小为2(Vp—Vn)的电压所产生的音量相同。

无需高压电源，以期完成此种倍压。所以，图24的电路会增加压电元件422两端的电压改变，以改良其声音输出的音量并且以是CMOS的电路来完成它。因此，提供一低成本且有效压电元件的驱动器的方法是采用以相反相位操作的两个CMOS驱动器，以驱动压电元件422。

电压限制器

完成其有用动态电压范围中的一放大器级的改良线性同时并提供该放大器输出的电压限制的方法是采用并联在该放大器的输入及输出两端的两条串联电路。每条串联电路均由一序列双极晶体管组成，一条串联电路的配置及结构以该放大器的输出为准，为限制其负向电压偏移，而另一条串联电路的配置及结构则以该放大器的输出为准，以限制其正向电压偏移。利用每边内部所串联耦合的双极晶体管数目经由该集体串联基极射极临限电压来决定该放大器的输出电压限制范围。

图25为一条用以对该放大器提供电压限制的延伸线性动态范围的电路的示意图。一运算放大器432设有一输入434，进入此输入者为经由一输入负载电阻器436所加上的一输入信号Vi。将一反馈电阻器438并联耦合在输入节点434与输出节点440之间。电阻器436及438与运算放大器432一起组成一常规反相放大器级。

没有限制操作时，输入节点434为一高阻抗虚构地线以及通过该反馈电阻器438的电流大约等于通过输入电阻器436的电流并以放大器级432，436及438的电压增益等于电阻器438与电阻器436的电阻比的负数。

也并联耦合在输入节点434及输出节点440两端者为一边中与晶体管444串联的一晶体管442以及在一第二边中与晶体管448串联的晶体管446。当节点440处的输出电压Vo比通过晶体管446及448的基极射极电压之和成为更正时，晶体管446及448将会导电并使反馈电阻器438周围的电流分路，因而，限制该输出电压。将晶体管448的基极与集极耦合成共用以及将晶体管448的射极与晶体管446的基极及集极耦合成共用。并将晶体管446的射极耦合至输入节点434。同样，将晶体管442的基极及集极共同耦合至输入节点434并将其射极共同耦合至晶体管444的基极及集极。晶体管444的射极则被耦合至输出节点440。

在晶体管446及448开始通电以后，其超额电流则被该等晶体管的临限参数所控制并对图25的放大器的电压增益提供一尖锐膝节450，和图26的电压增益曲线图中所表示的情形一样。当输出电压Vo比晶体管442及444的基极射极电压成为更负时，均同样限制图25的放大器的负向电压。

图26亦例示图25的晶体管电压限制与以虚线452所表示的一种现有技术常规二极管限制相比时之间的差别。所可易于看出的是，就一已知电压限制言，本发明的晶体管限制设计比现有技术二极管限制所可达成的提供一项更多线性的动态范围。

在本实施方式中，将两个晶体管446与448或442与440表示成串联，以使其输出电压限制为大约1.0伏的摆动。可将此种输出电压摆动限制于一较高电压或较低电压的方法为比图25中所表示的将较多或较少晶体管配置成串联。所以，必须了解本发明可视需要包含任何数目的限制晶体管。

而且，虽然本例示实施方式表示为所使用的NPN晶体管，但亦明显的是，可同样使用PNP双极晶体管。通过使用双极晶体管对一放大器限制其输出电压时，均可在该有用电压范围内获得具有良好线性动态性能的电压限制。

另外，在本发明内明显的是，该放大器中所采用的反馈路径无需为电阻器438所提供的简单电阻性反馈而可取代的以任何更复杂的反馈设计而未显著改变本发明的范围。

成对双绞线多信号电容器耦合的通信线路接口的线路供电

提供一种具有多项供应电压的电源来供应一条双线通信线路上的电力而未将干扰噪声注入在该线路上，其法为将线路电力接口电路提供在供电线路接口及非供电线路接口两者中。在供电线路接口中，将一恒定电流源与可调电流源合并起来，以提供电源中的一浮动地线，该浮动地线被定心在该支线通信线路上的电压之间。根据经由一运算放大器所感测的偏心漂移来调节该可调电流源，因而，使其电流输出匹配该恒定电流源的电流，以将地线参考信号保持在一定心位置中。提供该线路接口单元的接线安全的方法为将该等接口单元经由一二极管桥路耦合至该只线线路，以确保对该线路接口永远提供一预定极性。在该非供电接口中，则提供一固定恒定电流源，以便将该二级管桥路保持在一处顺向偏压的线性操作区中并将一电阻分压器施以适当负载，以提供该浮动地线并予以定心以及在电解电容器两端提供一适当偏电压，耦合至该电容器者则为一条只线通信线路。

已将该线路供电信号接口就图20详细说明于上。为反复说明，该线路电源由两个大型线圈334及336组成，该两线圈将直流电源+V及-V连接至一正线500及一负线502，此两线路亦称为供信号目的用的线路20。线圈334及336均为相同的数值，制造和结构与供应电压等则均被设定为相同但却为相反极性。虽然匹配线圈334及336的数值并无必要，但为保持线路500与502的对称及平衡匹配却是理想的。在本例示实施方式中，线圈334与336所具有的电感为330毫亨利并予以制造为具有尽可能低小的串联电阻。将电压电源+V及-V分别提有正负24伏并具有一低输出源阻抗。该项供应电压高至足以容许线路损失并在该线路上提供仪表或用户。在另一方面，该电压亦保持低至足以避免诸如因短路及其他高压灾难而起的电击，线路损坏等电气安全问题。

将图20的线路电力源与图27以线路表示的一站台单元线路电力接口合并起来。一般由参考编号504表示的站台单元线路接口由三个元件组件，就图20说明于上的一线路信号接口，一个二极管桥路接口506以及一线路电力接口520。

将二级管桥路506耦合至线路501及503，以确保不论将何种电压极性连接至该二极管桥路的输入接头怎样均无故障的连接。除了可颠倒其次序外，节点501及503均对应于节点500及502，所以，节点500及502知道其电压极性，而节点501及503则否。例如，若接头501为正而接头503为负，那么，二极管510及512就会导电，使节点516变正及使节点518变负。在另一方面，如颠倒输入接头501及503，因而，使接头501为负及使接头503为正，那么，二极管508及514就会导电，再使节点516变正及使节点518变负。所以，无论可能怎样将站台单元线路接口504连接至该只线线路，节点516都永远为正及节点518永远为负。

一般由图27中的参考编号520所表示的线路电力接口电路均包含常规可调电压调节器522和524，该等调节器被用作为下文所说明的一共用恒定电流源的基础。将可调电压调节器522连接至正节点516，而可调电压调节器524则以其输入耦合至负向电压节点518。一恒定电流源由可调输出负向电压调节器524及电阻器526组成。此举确保一股恒定电流将会自节点528经由调节器524以原来方式流入节点518内。在本例示实施方式中，通过此路径流至节点518的电流为大约1.25伏除以电阻器526的电阻值或者在本例示实施方式中为大约45毫安培。将该电流值通过选择电阻器526的电阻予以设定于最坏情况电流汇聚需求的数值或者设定于最坏情况电流源需求的数值，前者为负电源接头530上的负载DVSS及接头532上的负载AVSS所要求的，后者为最坏情况正电源接头534上的负载DVDD及接头536上的负载AVDD所要求的，无论该等负载中的那一个是较大的数值。

同样，将一可调恒定电流源设置有正向调节器522，电阻器538及FET540。该正向可调恒定电流源确保该调节恒定电流会自节点516经由调节器522流入节点542内。例如，在本例示实施方式中，通过调节器522的电流为大约1.25伏除以由通过电阻器538的并联电阻及N型耗尽型JFET540所提供的有效电阻。一般而言，该项最小可得电流，亦即，1.25除以电阻器538的电阻，小于通过负向电压调节器524的电流设定好几个百分点，因而，容许将该电路经由节点544上的电压调节至高于及低于经由调节器524的电流设定的一种合理电流范围。

将相同齐纳二极管546及548耦合至正负恒定电流源的输出，并且只要每一该等接头530至536上的负载电流需求均未超过该等电流源上的设定，根据对地线的参考来设定及调节该等电源电压DVDD，ADVV，DVSS及AVSS，如此一来该等电压供应才会保持在调节情况中。例如，在本例示实施方式中，选择二极管546及548的齐纳电压，以确保节点542处的一正5伏及节点528处一负5伏。齐纳二极管546和548的作用是将该等正向或负向电流源所供应的任何超额电流分路至地线，亦即，不被该负载电路所消耗。

亦将电阻器550及552并联耦合在节点516与518之间，以构成一分压器。电阻器554被耦合至其接合点，因而，被耦合至一浮动地线GND。该等三个电阻器均用来将地线的一参考点设定于接近该等原始供应电压之间的中点的某处，该等原始供应电压均从该等线路接头501及503经由关于图20所说明的二极管桥路所提供的。为达成良好的系统性能计，一电源地线GND应接近节点516与518上的电压之间的中点，因此，该中点才会要求电阻器550及552的电阻为大约相等。电阻器554所提供在节点556上的电压可指示该地线偏离该实际中点的情形以及对正负电流源的任何暂时不平衡提供一条线路。

具有耦合至节点556的一输入的运算放大器558与电阻器595和560及电容器562相结合时从节点556上的电压偏离点将一低频稳定状态非反向电压增益级放大器提供至节点544处的放大器输出。运算放大器558中的增益大约等于电阻器595与560的电阻比。该增益级放大器的响应由电阻器560与电容器562的电阻的乘积所提供的时间常数所进一步决定的。在本例示实施方式中，电阻器595为1千欧姆，电阻器560为1兆欧姆以及电容器562为0.47微法拉，因而，使运算放大器558的时间常数为0.47秒并具有1,000的增益。

运算放大器558所提供的非反向电压增益级在响应节点556上的任何显著正向或负向中点偏离电压时均用来提供节点544上缓慢上升或减少的一电压。节点544上的电压会相对增加或减小JFET540所提供的电阻，所以，才会调节由调节器522，电阻器538及FET540的组合所组成的正向可调恒定电流源，以个别提供或多或少的正向供应电流，用以将该电源参考点GND大约定心至节点516及518上所提供的电压之间的中点并在具有一时间常数为大约半秒的一处无法听见频率区域内这样进行。

举例来说，节点556上的一更大的负电压将会提供节点544上的一更大的负电压，因而，提高FET540的通路电阻。因此，会减小该正电流源所供应的电流，以使它更进入与一负电流源的平衡以及需要来自地线流经电阻器554及552的更小电流。此举降低节点556上的电压大小并用来将该参考节点GND定心于由该线路所提供在节点516与518处的电压电平之间的电压中点。

线路电力接口520的最后操作效应乃在对该线路501及503提供一恒定电流负载以及分别加至该等正负5伏节点542及528的一恒定电压源并以其地线参考GND接近该等线路电压的中点并且这样进行而未将可闻噪声施加在该线路上。

亦可将线路电力接口与参考编号562所表示的一条RC耦合网络合并起来。RC耦合网络562为一条RC滤波器网络，其中接头536设有RC滤波器，该滤波器由电阻器564及电容器566组成。接头534顺次设有一RC滤波器，该滤波器由电阻器568结合电容器570组成。同样，接头532设有一RC滤波器，该滤波器由电阻器572与并联电容器574组成。将接头530顺次耦合至一RC网络，该网络由电阻器576与电容器578组成。亦与接头534及530相关连的为该RC滤波器由电阻器568和576与电容器580以及电源槽电容器582等组成。

利用每一该等RC滤波器来将高频以及声频噪声与每一该等其他接头解耦合及保持一种低噪声环境，以防止电流调节器522及524响应于该等噪声，因而，将该噪声注入线路501及503中。

亦将该等调节接头501及503耦合至一线路信号接口电路，该电路一般均由参考编号563表示并就图18及19详细说明于上。

将该适配箱线路接口以示意图方式表示在图28中并由参考编号582表示。适配箱接口582为一条独立供电线路由三个元件组成，亦即，关于图18及19所说明的线路信号接口563，一个一般由参考编号584并类似关于图27所说明的二极管桥路接口506的二极管桥路接口，以及一般由参考编号586所表示的一线路负载接口。由于采用图28中所表示的信号接口机构中的极化电解电容器故需要二极管桥路接口584。

线路负载接口586由一微小恒定电流源组成，该电流源包含一调节器588及电阻器591并组合一负载电阻器592。将负载电阻器592与地线点电阻器设定电路590一起用作为一种负载装置，以提供充分电流排放来对二极管桥路584施以适当顺向偏压以及提供适当极性来确保对于将二极管桥路584耦合至线路信号接口电路563的电解电容器的保护。就图18及19说明线路信号接口电路563。

适配箱线路接口582的操作如下。其线路输入被耦合至接头501及503，该等接头则由二极管桥路584中的四个二极管予以整流，以便对该系统参考电压点GND以和关于图27中的二极管508至514与电阻器550至554所说明的相同方式提供适当极性。将调节器588及电阻器591的结构造型设计为供应负载电阻器592的一正向恒定电流源。来自该正向恒定电流源的电流为大约1.25伏除以电阻器591的电阻且被设定至一股电流，该股电流将会在该外部线路或线路信号接口上的信号电平的所有最坏情况下确保二极管桥路584内的线性区操作。该项电流设定并非大于所需要的以及负载电阻器592亦非小于执行必要二极管偏压所需要的数值，以期使系统功率减至最小。

现在已说明了图27及28中的电路操作，但所必须了解的是，仅经由实例表示该线路供电接口而已。该项较佳实施方式采用平衡式元件以及将该等电源密切定心于信号源。可是，除了加或减5伏外，还可指定及完成偏离定心及不同的供应电压以及提供具有不同电平的多个电压源而未脱离本发明的范围。除了像JFET540的一种耗尽型模式JFET外，为了相同结果亦可采用不同型式依电压而定的电阻器。不应将本发明视为需要此种型式视电压而定的电阻性元件。除了所例示的电压跟随器电压增益放大器外，亦可采用关于产生图27中的节点544缓冲的许多不同方法。

另外，还可采用许多其他型式的恒定电流源来代替调节器524及电阻器526所提供的设定负向电流以及调节器522与JFET540的负载电阻及电阻器538一起所提供的可调正向电流并具有相同效应。

一般而言，本发明关于一单独固定式电流源以及具有一般可徐徐调节电流的一缓慢可调电流源，该可调电流源所具有的装置乃在将该可调电流移成与该固定电流源平衡，以供避免需要确切匹配各组件以及对实际应用中所遭遇的系统或负载不平衡实施调节等目的之用。

而且，亦可取代许多其他型式且超出齐纳二极管546及548以外的电压调节器。同样，亦可利用一可变负向电流源及一固定式正向电流源来完成一种类似效应及性能。

所已被例示具有或设有一道二极管桥路以及具有或设有线路信号接口的该等线路供电实施方式均通过其独特能力特别表现其特色，在线路供电及其他型式的供电应用中以次音频达成极低噪声。该等例示实施方式尤其对用于那里的共同地面连接并非可有形或经济地完成及/或那里的这些地面连接存在有会造成地面环路噪声的小型供电不平衡的问题等应用特别有利。本发明已解决此等问题的方法为提供一浮动地线参考。

同样，除了所例示的情形以外，均企图将图28的适配箱线路负载接口的许多其他实施方式视为本发明的范围以内。该等其他型式可采用不同型式的恒定电流源而非所说明的简单调节器与电阻器组合且仍然达成相同效应。单芯片系统

图29例示可以根据本发明所设计的一种单芯片系统实现的应用中的某些应用。提供一条可编程定制的通信及电话网络所需要的每一件东西只有利用上述系统中的基本单芯片设计才会成为可用。在一单条双绞线上可行的不仅是标准电话通信，而且可将一条电话接收器，电脑，调制解调器，电信传真装置，回答机以及现在已知或未来设计供用于一条电话线上的任何其他型式的信息处理或通信装置等的网络予以连成网络并容纳在该系统内。

本领域普通技术人员可完成许多修订及改变而未脱离本发明的实质及范围。因此，所必须了解的是，所已说明的例示实施方式仅供实例目的之用且不应将它视为对本发明的限制，和权利要求书所界定的情形一样。所以，下列权利要求书被认为不仅包含照字义方式所说明的各项元件的组合，而且包含所有等效元件，用于以大致相同方法真正执行相同功能，以获得真正相同结果。如此一来，应知该等权利要求均包含上文所具体例示及说明的东西，构想上等效的东西，以及本质上亦加入有本发明的根源的东西。在下列权利要求书中，所必须了解的是，在使用“站台单元”或同样意义的字眼的地方，有时候其意义是指包含上述站台单元18及适配箱36两者或它们之中的随意一个而言。