用于增加带宽受限通信路径的信道容量的方法和设备

摘要

通过使用组合的编码和调制技术来增加带宽受限通信路径高速公路的信息携带容量的独特的数字压缩技术。创新性技术允许多个独立的调制数据流同时并且即刻共享相同带宽而没有跨信道干扰。使用匹配滤波器来基本上降低错误率并且利用基于进行频谱响应测试的独特训练方法。算法计算通信高速公路的独特特性对发送信号的影响，并且产生存储在匹配滤波器中的理想信号以便与接收到的信号比较。

说明书

相关申请的交叉引用

本申请是2010年1月6日提交的美国专利申请No.12/652,885的部分延续申请，涉及并且要求2009年1月6日提交的美国临时专利申请No.61/142,768、美国专利No.5,956,372、美国专利No.6,075,817和美国专利No.7,336,747的优先权，其中所有这些全部在此通过引用并入本申请。

技术领域

本发明涉及用于增加带宽受限通信路径的信道容量的方法和设备，带宽受限通信路径包括电话双绞线（TTP）线缆、光纤管线、微波通信系统、移动和个人通信网络和卫星通信网络。

背景技术

对当今可用的大量数据信息的即时和高速访问对于家庭娱乐、商业通信和无线通信设备而言是关键需求。

这种需求的一个示例，以及用于满足这种需求而应用的资源是由有线电视和电话公司提出的在单个宽带连接上提供高速因特网接入、电视节目和电话服务的“三网融合”（triple play）效应。

对于电话公司，使用光纤和异步数字用户线（ADSL）技术的组合将三网融合传送到住宅或者商业机构。这种构造使用光纤来达到离电话中心办公室距离远的区域，并且使用已有TTP上的ADSL或者VDSL（极高数据速率数字用户线）作为到住宅或者商业机构的最后一英里。这个两步方案是必要的，因为数字订户线（DSL）技术在长距离上遭受明显的带宽下降。

已经估计到，提供先进的三网融合服务需要的带宽将要求在37兆比特/秒到57兆比特/秒（Mbits/sec）之间的下游（到住宅或者商业机构的头端或者中心办公室）数据率。这是基于平均每个家庭3个高清电视机（HDTV）（每个HDTV要求9～12兆比特/秒）、10～20兆比特/秒的高速因特网和0.25兆比特/秒的IP语音。

存在可能使用三网融合服务的多个基本DSL服务；包括ADSL、ADSL2+和VDSL。ADSL可以在18000英尺的距离提供大约2兆比特/秒的下游带宽，并且在6000英尺的距离提供6兆比特/秒的下游带宽。ADSL2+使用第二双绞线可以在3000英尺提供大约25兆比特/秒的带宽。VDSL可以在3000英尺提供大约25兆比特/秒的带宽，并且使用第二双绞线在1000英尺可能提供57兆比特/秒的带宽。因此为了电话公司利用已有DSL技术提供完整三网融合配置，必须安装在每个家庭或者商业机构的大约1000英尺内可访问的光纤网络。

有线电视运营商面临类似问题，因为它们的目前装置是同轴电缆，而同轴电缆不能够在长距离上支持所要求的带宽。因此它们必须也安装光纤网络并且使用可用的同轴电缆，而不是针对最后传送英里的TPP。对于有线电视公司，使用混合光纤同轴（HFC）架构来进行电视节目传播和高速因特网接入，同时使用IP语音（VOIP）来传送电话服务。

估计仅美国电话公司就必须花费超过260亿美元来安装三网融合服务所要求的光纤网络。

对于无线通信，码分多址（CDMA）和全球移动通信（GSM）标准的进展也提供传送视频、因特网接入和语音电话服务的另一种介质。因而三网融合正在变为“四网合一”，这意味着对可用带宽的更大需求。这种需求通过美国最近700MHz拍卖产生了190亿美元的竞购价可以显示出来，而美国的电话公司从1995年以来花费了710亿美元来竞购频谱。

本发明的目的是增加用于任何类型的通信高速路的信息携带容量，要求理解由Claude Shannon和Ralph Hartley发展的信道容量的基本理论。Shannon-Hartley理论是噪声信道编码理论对遭受高斯噪声的连续时间模拟通信信道的原型的应用。该理论建立信道容量，即，对利用特定带宽并且在存在噪声干扰的情况下在通信链路上可发送的最大量的无差错数字数据（基于脉冲的信息）的约束。该理论是基于假设信号功率被约束并且通过已知的功率或者功率谱密度来描述高斯噪声过程。为了实现这个目的，传统方法尝试使用有效的技术增强来增加每单个调制频率的比特数量。由于信道的噪声保持相同，因此改进是有限的。本发明发送多个频率，每个频率在其自己的虚拟信道上，总物理信道带宽具有最少的增加，并且确保在Shannon极限的限制内各调制频率实现最大容量。组合的信息吞吐量是全部虚拟信道的容量之和。实质上本发明提供用于组合在同一受限制信道带宽内的很多虚拟信道的方法，该方法没有其它已知系统能够实现。

考虑到全部可能的多电平和多相位编码技术，Shannon-Hartley理论声明信道容量C由以下给出，其表示通过经受功率为N的加性白高斯噪声的模拟通信信道利用给定平均信号功率S可发送的干净（无差错）数据的速率的理论上限：

C=Blog₂(l+S/N)

其中：

C是以每秒比特为单位的信道容量，

B是以赫兹为单位的信道带宽，

S是以瓦为单位测量的在带宽上的总信号功率，

N是以瓦为单位测量的在带宽上的总噪声功率，并且S/N是通信信号对高斯噪声干扰的信噪比（SNR），表示为直接的功率比。

Shannon-Hartley理论建立针对经受高斯噪声的有限带宽连续时间信道的信道容量。还澄清了仅带宽极限不会对最大信息速率施加上限。这是因为数字脉冲信号能够在各符号脉冲上采用无限大数量的不同电压电平，各个略微不同的电平被指派到不同含义或者比特序列。然而，当噪声和带宽限制被组合时，Shannon-Hartley理论教导即使使用了各种多电平编码技术，受约束功率的信号可以传递的信息的量存在有限的极限。

Shannon-Hartley理论提出的信道容量的有限极限部分地基于如下事实：在这个理论考虑的信道中，噪声和信号是通过相加而组合。也就是说，接收器接收的信号等于将期望信息编码的信号和代表噪声的连续随机变量之和。该加法产生了对原始编码信号的值的不确定性。

Shannon-Hartley理论已经应用于全部传统通信系统并且提供给定信道带宽和信噪比支持的最大数据速率。在传统系统中，在几乎相同带宽内调制频率不交叠，而是各调制频率具有不同的带宽。因而，为了在传统通信系统中增加数据速率，带宽必须增加。Shannon-Hartley理论还应用于此处描述的所提出的发明技术。然而，由于多个虚拟信道的积累和，每个虚拟信道具有彼此接近的调制频率（载波），并且多个虚拟信道仍在物理信道上维持几乎相同的总带宽，因而此处描述的本发明技术允许增加容量。另外，因为全部这些调制频率（虚拟信道）同时发送到在物理信道上，它们的带宽显著交叠。为了恢复增加的数据容量，本发明技术通过发送器处的发送超谐振滤波器（TXSRF）、接收器超谐振滤波器（RXSRF）和匹配滤波器的组合显著地抑制载波间干扰，全部这些在下面描述。

一种类型的噪声是一个或者更多个数据携带干扰载波，其占据与期望的载波信号大致相同的带宽。本发明的系统利用唯一组合中的频谱交叠数据载波（使用发送SRF电路和接收SRF电路）来增加传送系统的整体吞吐量，而既不增加整体信号带宽（如在扩展频谱系统中那样），也不降低SNR（如在多用户CDMA系统中那样）。最后，本发明的系统实现的交叠载波优于正交系统（诸如正交频分复用（OFDM））。不同于本发明，OFDM系统受限于用于分离载波的频率的选择是由正交规则非常精确地设定的，导致针对给定带宽，整体数据吞吐量的边际增加。

以下描述的本发明过程使得信号的积累能量和噪声的积累能量之间的差变得更大。这导致信道容量显著增加，迄今为止认为这是不可实现的。因为在受限制信道带宽内不同信道的调制频率交叠，所以载波间干扰比其它噪声更重要。本发明减少全部噪声的影响来增加整体容量。利用本发明可实现的噪声和信号带宽的解耦合代表Shannon-Hartley理论的完全新颖的应用。

在此处描述的信道容量的创新性改进的基本原因是本发明不依靠数字脉冲信号来传达信息。相反，本发明通过传递离散正弦信号的振幅来发送信息，其中在发送器处正在发生状态变化的同一周期中该离散正弦信号在振幅上保持固定。从一个比特周期到下一个比特周期振幅没有突然变化，而当信息作为脉冲发送时有突然变化。各离散间隔具有其自己的正弦波输入，这些正弦波输入随着时间发展为正弦波。这意味着在这个通信系统中没有宽带频谱的源，而当信息传递是基于数字脉冲时存在宽带频谱的源。

本发明通过阻挡除了在携带发送信息信号的窄带宽内驻留的噪声之外的全部信道噪声的有害作用，来提供对信噪比的巨大改进。

发明内容

此处描述的本发明是独特的数字压缩技术，其通过交叠多个调制载波并抑制载波间干扰，增加带宽受限通信高速公路的信道容量。实质上，每个经调制载波携带的数据的合计容量将使容量增大很多倍。并且，同一带宽内的加性白高斯信道噪声等同地影响全部调制载波，因而保持每个经调制载波上的相同的信号对AWGN噪声比，并且合计容量保持在Shannon容量内。因而，创新性技术使得信道容量的增加优于利用Shannon-Hartley理论确定带宽时所预期的。

创新性技术允许多个独立的调制数据流同时共享相同带宽而没有跨信道干扰。不同于已知的扩频方法，各数据流不遭受由于其它信道的存在而引起的信噪比（SNR）劣化。创新性技术通过独立地针对每个符号处理每个经调制载波而有效地增大通信高速公路的信道容量，因而增强了期望载波并且不增强非期望载波（干扰）。这是通过利用窄带宽滤波器并且针对全部的交叠调制载波仍保持噪声带宽相同，利用交叠信号来携带附加信息并且使固有噪声通过接收器中的窄带滤波器而信号携带信息占据完整带宽来实现的。

本发明还使用对传统匹配滤波器的匹配滤波器系统变形例（其仅仅对由噪声破坏的进入信号利用最佳匹配拟合）以减小通信高速公路上的错误率。匹配滤波器与RXSRF组合，以使从频谱交叠数据携带载波的载波间干扰抑制最大化。随着在通常系统中数据载波的数量增大（以增大特定通信信道上的数据吞吐量），匹配滤波器提供在RXSRF后用于数据检测的便利方法。在传统系统中，匹配滤波器仅仅进行最佳预存储信号匹配，以便从具有信道添加噪声的接收信号中进行数据恢复，然而在创新性系统中，匹配滤波器结合发送SRF电路和接收SRF电路工作，在发送SRF电路和接收SRF电路中实现了噪声和载波间抑制处理并且在同一带宽内容纳增加数量的交叠调制频率。另外，匹配滤波器利用基于进行频谱响应测试的独特训练方法，在频谱响应测试中在通信高速公路上以预定序列发送一系列纯频率。利用算法来计算通信高速公路的独特特征对发送信号的影响。基于该计算，理想信号被创建并且存储在匹配滤波器中以便与在创新性传送系统的接收器部分接收的信号进行比较。

从以下详细描述结合附图，将更完整理解本发明的这些和其它特征。

附图说明

图1是创新性传送系统的概括图，

图2是本发明利用的超谐振滤波器的一个实施方式的示意图，

图3示出在创新性传送系统的接收器部分中使用的超谐振滤波器的级联结构，

图4是创新性系统与当前ADSL技术的比较，并且

图5和图6示出用于本发明的匹配滤波器的两种可能的实施方式。

具体实施方式

参照图1，示出本发明的发送部分和接收部分的整体系统框图。图1所示的系统是对美国专利No.5,956,372、No.6,075,817和No.7,336,747中描述的通信系统的显著改进，并且提供操作优点，全部这三个专利的教导在此通过引用并入。将在下面说明这些改进和操作优点。

如图1所示，本发明的发送器部分30具有多个输入，示出为输入txbit(1,0)到txbit(7,6)，分别施加到乘法器电路10至13的输入。

在本示例性实施方式中，8比特的输入被划分为四个2比特字。各2比特字被馈送到其相应的发送器信道。在8比特字施加到乘法器10至13之前，对8比特字的编码（例如，随机化等）或者设置没有先验要求，对哪些比特施加到具体发送信道也没有任何要求。

选择每信道2比特，而不是每信道1比特或者8比特，是基于整体系统要求，诸如信噪比（SNR）、信道类型、数据速率、功率水平、噪声曲线等。然而应理解的是每信道的比特数量不是本发明的具体限制。这是因为本发明是信道编码系统，而不是源编码系统。仅有的输入要求是各符号周期是预定义的。

用于本发明的一个实施方式的示例性符号周期T是1微秒或者1兆符号/秒。对于这个示例，进入的8比特字必须以每微秒一个字的准确速率到达。

还施加到乘法器10至13的是本地振荡器（LO）L01至L04的输出。各本地振荡器是具有预设频率和固定振幅的纯正弦波，并且对于各传送信道是唯一的。各本地振荡器是针对给定系统而预设的，以在各1微秒周期的开始处具有相同固定相位关系，使得各正弦波在零相位角开始。作为示例，在1.00MHz本地振荡器的情况下，360度正弦波将在1微秒内完成，并且在多个符号周期上像连续正弦波。其余本地振荡器按照定义是不连续，因为它们的频率可以低于或高于1.00MHz。然而，在每个微秒符号周期的结束处存在预定内置延迟，以针对新符号周期在预定相位角重新开始。作为示例，对于9频率应用，可以存在四个频率在1.00MHz之上和四个频率在1.00MHz之下。

对于一个实施方式，可以使用在中心频率1.00MHz周围的频率范围。这个范围受多个因数影响，包括整体系统带宽以及以下事实：在各TXSRF（标号14至17）的输出要求正弦波的至少一个峰值。在针对各本地振荡器在90度和270度出现所要求峰值。在本实施方式中，所使用的最高频率是1.3MHz，并且最低频率是700kHz，具有1微秒符号周期。针对总共25比特/符号，除了均调制两个比特的最高频率和最低频率之外，在各频率上调制三个比特。

施加到各乘法器10至13的比特调制各本地振荡器的输出，各本地振荡器的输出还如图1所示施加到各乘法器。各乘法器的输出施加到TXSRF1至TXSRF4的相应输入端。

现在参照图2，示出TXSRF1至TXSRF4的一个实施方式。如以下描述，TXSRF1至TXSRF4的电路是相同的。这种超谐振滤波器（SRF）电路是对美国专利No.7,336,747中描述和示出的类型的显著改进，该美国专利在此通过引用并入。在美国专利No.7,336,747中还示出了SRF电路的附加实施方式。图2所示的SRF电路用作窄带滤波器，具有大致小于^1/T的带宽并且具有响应时间T，其中T是符号周期。

图2所示的超谐振滤波器相比于相关技术的窄带滤波器有优点。一个这种优点是超谐振滤波器的快速稳定时间。SRF在正弦输入的特定相位仅仅发送单个频率。输入可以包括噪声，噪声自身是信号的汇编体。具有反馈环和前馈环的典型相关技术DSL环在同一个环中包括发送器和接收器两者（实质上，电话线是环的元件，而在本发明中各SRF环针对发送器或者接收器完全本地化）。各SRF环的功能和目的（在发送侧或者接收侧）完全不同于在DSL中使用的电话线补偿环方案。SRF创新性环涉及载波间抑制（因而各载波是本地发送的载波，在上面调制了更多数据），并且不涉及补偿特定传送（电话）线的特性。相反，DSL环被设计用于补偿并且适用于各特定电话线的特性。请注意DSL环仍可以利用作为其内部元件的创新性SRF环来实现。换句话说，此处描述的创新性SRF环和DSL环是不同的环，如果期望则它们可以被集成在一起，但是它们的功能完全唯一并且彼此不相关。

在类似应用中有用的已知相关技术的反馈环在发送器中不包含内部环，并且不显示或者暗示有正反馈。这是在系统设计中明确并且专门避免的概念，因为正反馈导致不稳定和振荡这一事实。在任何系统设计中（通信或者控制），在典型负反馈环中总是尝试避免任何接近180度（符号翻转）的相移（这因而变为正反馈）。创新性SRF恰恰相反，针对期望信号进行第一级正反馈，针对干扰信号进行第二级正反馈，其中第二级正反馈小于第一级正反馈。这个方案代表对美国专利No.5,956,372、No.6,075,817和No.7,336,747中描述的技术的演化和改进。创新性SRF的另一个关键特征是其在每个符号周期复位。这是与其它环的根本差别（尽管这些环的目的与SRF环截然不同）。环的典型时间常数（诸如用于表征电话线和适应于其上的传送的DSL）大约是很多（几百个）符号周期，并且通常地这些环连续地适应而没有“硬”复位。此处描述的创新性SRF每个符号周期复位，（如以下描述）这与数据恢复的目的有关，而不是用于传送线适应。

系统在一个符号周期T或者少于一个符号周期T的输入信号的样本上操作，因此连续符号周期之间没有相干关系。各符号周期T全新开始，尽管在符号周期T内可以存在多个频率，这些频率可以通过另一个TXSRS恢复。

如图2所示，输入端51接收输入信号，该输入信号是由正弦波的一个循环表示的符号。在每个符号正弦波被采样n次并且在输入端51上的信号具有频率LO。输入信号被提供到加法器53，该加法器53将输入样本和反馈样本相加。在电路54中进行平方函数。电路54将加法器53的输出与其自身相乘因而产生加法器53的输出的平方。电路54的输出是频率为输入频率LO的两倍的电压。本地振荡器55以频率LO振荡。本地振荡器55的输出和平方电路54的输出被乘法器56相乘。乘法器56提供包括1LO和3LO的输出。

乘法器56的输出被提供到平方根电路60，平方根电路60提供乘法器56的输出的振幅的平方根。加法器53的输出也应用于符号提取器61。符号提取器61提取这个信号的符号，该符号用于在乘法器62中乘以平方根电路60的输出。乘法器62的输出通过延迟单元63而被反馈，延迟单元63将输出样本脉冲延迟一个样本周期（即，1/n）。

在电路54中，x²操作提供相位角加倍的正弦，即，x=asina变为x²=a²sin²a或者a²(sin2a-l)。当信号乘以本地振荡器55的输出（输出sine a的信号）时，结果是a²sinea。该信号与输入信号完全同相位。

应注意的是信号的样本也与本地振荡器L0同相位。当样本延迟一个样本周期（1/n）时，其加到新接收的样本周期。然而，在这个相加发生之前，a²(sin2a-1)sinea的平方根得到sine a。因为平方根处理去除了符号，所以必须确保平方根处理的输出具有复原的输入符号。

当本地振荡器频率不精确等于进入的频率和相位时，操作不同。当本地频率角是时，输出相位角是这等于并且当本地频率角是时，输出角是因此无论进入的信号频率是在期望的本地选择的频率之上还是之下，反馈延迟信号与输入信号不同相位并且不相加。

样本相加得到所选择的正弦波的积分，这导致峰值信号n/2π。样本振幅在30度间隔上较大。因而，积分在输入信号的峰值附近最强烈。

顺序采样脉冲的积分需要在信息信道频率处各脉冲的频谱交叠其它频谱。仅需要这个频谱，以在信道上开发并且传递该信息。因而，不需要采样脉冲的整个频谱。

在标号64处的输出是在时间上为T/n的样本间隔的振幅之和（每个符号周期存在n个样本），并且在90度存在正峰值，在270度存在负峰值。总计峰值的大小是输入正弦波的峰值的约n倍。输出峰值的宽度近似x(T/n)，其中，x是大约3或者4，并且相对于符号周期非常窄。这允许以稍微大于x(T/n)的时间分离度来一起接近地发送接续符号，而没有彼此间输出峰值干扰。上述意味着比特吞吐量速率是n_tn_f，其中n_t是每个符号的时间样本的数量，并且n_f是每个信道宽度的频率信道的数量。输出端64从进入信号51的频率和频谱导出其频率。由于仅仅线频谱提供到输入端51，所以输出也必须是线频谱，与输入端51的时间和频率间隔无关。线频率谱表示极大地减少了来自信道噪声的干扰，因为功率直接随着带宽增加，而信息信号仅仅占据有限的带宽。因而如果信道的带宽必须具有1MHz的带宽以通过1微秒脉冲，则噪声改进是10⁶或者60dB。这允许处理更大的距离或者更大的数据速率。

图2所示的窄带滤波器具有两个重要元件。首先，存在用于进入信号的前向路径元件，由平方器54、具有LO的乘法器56和平方根（60）部件和符号提取（61）部件组成。第二，存在用于将输出加到输入的反馈路径，这产生了相对于前向信号路径的频率的小相移。这个小相移重复n次使得在符号周期T期间积累效应变得足够显著，以产生窄带但快速反应的滤波器，该滤波器具有基本上小于1/T的带宽但具有响应时间T。

还重要的是理解包括元件53至55和60至62的反馈环提供两级的正反馈，一个级别比另一个级别正性小（less positive）。具体地，当被提供期望信号（其频率与LO频率相同）时，则环的效果是正反馈——造成该信号的特征振幅增大。类似地，当被提供不期望的频率（诸如干扰，其频率不同于该特定SRF中的LO的频率，或者其宽带噪声由很多其它频率组成）时，在环中的全部这些元件（包括求和器53）的效果是提供程度较小的正反馈（其等效于关于期望信号的负反馈），使得不期望的信号的特征振幅较小的增加。使用在发送SRF电路和接收SRF电路中实现的正反馈环的净效果是增加整体信噪比，或者信号干扰比率。总体而言，正反馈系统或者电路不在通信系统的信号路径中使用，因为这导致不稳定和振荡。Dct使用正反馈是非常不寻常的，并且是本发明的操作的基础。DcT电路不呈现振荡，因为在各符号周期的信号处理完成之后，发送SRF和接收SRF被“复位”。在图2中，正反馈路径（元件63）断裂达非常小的时间段（相对于符号周期而言非常小）并且零值被反馈。这有效地去除了正反馈环的全部记忆，使得该环针对新数据符号周期全新地开始其处理。

SRF电路（在发送端和接收端两处）在符号周期之间必须被复位（在符号周期T的末尾或者在下一符号T的开始——这两者是等效时间，隔开很小的时间量T/n）。各符号周期“T”（例如，对于1兆符号/秒传送速率持续1微秒）进一步划分为更小的时间增量“n”次。例如，如果n=1000，则1/n延迟（图2A中的63）是1微秒/1000=1纳秒。产生同步到符号周期T的RESET PULSE（图2中71），并且其值为“零”达精确1纳秒（或者持续时间T/n）并且在全部其它时间为“一”。请注意RESET PULSE精确地在当前符号周期T的最后1纳秒（T/n）步长或者在下一符号周期T的第一纳秒（T/n）具有“零”值。RESET PULSE乘以SRF的反馈路径。当RESET PULSE的值是“一”时，电路如同70和71不存在那样进行操作。当RESET PULSE的值是“零”时，电路如同其是开环那样进行操作，并且不存在反馈。

该RESET PULSE处理的效果是在RESET PULSE具有“零”值的持续时间中“复位”SRF环。这类似于在持续时间T/n的小时间段不具有反馈（断开反馈路径）。这导致SRF环“丢失”其从先前符号周期T的全部记忆，使得与各符号周期T的随后符号的先前符号独立地处理各符号周期T。因此SRF电路不呈现符号间干扰。

RESET PULSE的另一个关键目的是确保作为SRF的特征的正反馈电路不会导致在多个连续符号周期期间的不受控的振荡。这种振荡会使得作为SRF电路的基本操作原理的正反馈无用。

请注意RESET PULSE可以经由乘法器70施加到SRF环中任何地方，而不是如图2所示严格地在1/n延迟（63）之后施加。还可以采用将SRF环复位的其它方式，只要操作功能是使得该环在相对于符号周期T的适当时间“忘记”其过去信号处理的任何状态（历史）。例如，请注意如果LO的值（55）为零达到至少一个T/n周期（如果是在0和180度的正弦，则将是这样），则该特定LO在当其值为零的时间有效地造成固有环复位功能。然而，必须确保LO在T符号周期的开始处具有零值（如果例如LO是在符号周期T的开始处值为“1”而不是“0”的余弦，则不是这样）。

在接收端SRF的操作是同时将正反馈施加到期望信号以及将较小正（负）反馈施加到不期望信号。接收器SRF的操作的最终结果实际上是施加到组合的全部其输入信号的差别行为，使得（通过反馈过程）施加许多次的环相位响应的净差别最终造成该系统的有益性能。换句话说，不仅仅是“正”或者“负”反馈，更是在期望信号-不期望信号上所施加的两个效果之间的差。组合的多个调制频率（虚拟信道）用作对接收器处的SRF的输入。SRF的本地振荡器被调谐到期望频率用于数据恢复。LO和期望的调制频率在相位和频率上同步。然而其余调制频率（虚拟信道）相对于本地振荡器具有相位偏移。SRF独立地处理各个符号并且被复位用于下一个符号处理。结合这些信号的大量（例如，1百万个）样本使用正反馈。信号的各样本的振幅与先前振幅累积相加，并且同步到本地振荡器的调制频率（虚拟信道）的累积振幅的振幅增加，将比与本地振荡器具有相位偏移的频率的振幅增加更快。在效果上，期望频率的累积能量比其它频率的累积能量大的多。这种分离度的增加使得数据速率增加。

SRF环的效果是基于连续的相移，反馈处理通过多次重复（“n”次重复）“增强”了该效果。对于非常近（但不是中心频率）信号，相移非常小，但是累积。类似地，对于较远的频率，相移大，但是也累积。措辞“远”的频率是当目标是消除带内干扰时的相对措辞。在传统措辞中，该“远”的频率被认为是带内的并且是过分接近以至于不能够消除甚至减小。

在以上讨论中使用了措辞“特征振幅”而不是仅仅简单的“振幅”。原因是SRF不仅仅放大期望信号和衰减不期望信号，而且它还改变信号的形状。形状改变是SRF处理的副产品，并且就其本身而言，在接收器中没有重要影响。关键因素是得到的新信号（SRF的输出）主要受位于中心频率的输入而不是位于非中心频率的输入（即，干扰或者带内噪声）的影响。接收器的输出看起来像尖峰（spike）-正弦并不重要，只要该尖峰的振幅主要是由于中心频率输入。

再次参照图1，各TXSRF电路的输出包括正反馈SRF电路的效果、进入的数字比特的组合振幅以及由本地振荡器提供的输入的组合。全部TXSRF信道输出在加法器18中相加以形成复合发送信号。

线路滤波器19（图1）是低通滤波器或者带通滤波器。在通常的电话公司线路的情况下，这个滤波器可以不必是物理电路。而是，图1所示的滤波器是电话线的低通特性的模型。不需要在信号的源处对信号前置滤波，因为在从发送器30向接收器40的发送期间发生滤波。在无线信号的情况下，这种类型的滤波器必须在发送器处实现，以避免与具有所发送信号的谐波的相邻无线频带的干扰。

在大多数无线系统中，从加法器18输出的信号通常被上变频为用于无线传送的频带并且接着下变频回所选择的基带频率。这种无线结构的优点是基带信号在关注的基带频率范围内将整个无线传送路径视为平坦通带，这不同于对发送信号作为低通路径的有线电话结构。

LPF19的输出施加到与图2所示的TXSRF具有相同构造的RXSRF1到RXSRF4。各RXSRF用于将接收到的由发送器发送的信号解码。各RXSRF在与对应的TXSRF相同的频率（延迟）操作并且被同步到公共时钟基准。时钟基准可以在带宽没有任何显著增加的情况下以任何已知方式（未示出）发送到接收器。

图3例示RX SRF电路可以被串联级联，以增加接收器系统的性能。这特别有用，因为在发送侧使用更多的干扰信道以增加通过带宽受限的信道的整体数据吞吐量。参照图4，示出当在通常TTP连接上发送数据时的数据速率-距离的曲线图。如所示的，ADSL提供在数据源处约9Mbps的数据速率，该数据速率在离源4000英尺处降低到1.5Mbps。相反，此处描述的创新性系统在6000英尺可以提供25Mbps的数据速率，在20000英尺可以提供3Mbps的数据速率，这相比于ADSL是很大改进。

TXSRF/RXSRF组合的基本操作是减小有效噪声带宽，但是不等同地减小信号带宽，因而允许发送和恢复“快”信号，其中“快”信号是相对于等效带宽而言的。通过这种噪声-带宽降低效果，使得能够使用几乎（但是不是精确地）100%交叠的信号来携带附加信息。对于利用本发明的任何一个特定频率信道，其它交叠的数据信道被认为是“噪声”。由于TXRSF、RXSRF和匹配滤波器（以下描述）的创新性组合，这是可能的。

如图1所示，各RXSRF电路的输出被施加到匹配滤波器26。匹配滤波器26是时间卷积滤波器，其将进入的信号与预存储的在训练过程期间获得的波形进行卷积，如以下描述。各预存储的波形对应于所有进入的比特的组合效果，尽管其意图是解码由具有特定符号周期的特定频率发送的2个或者3个比特。其它比特由来自过去符号周期或者由来自当前符号周期但是来自不同频率的比特组成。针对1微秒持续时间的每个符号，并且针对每个频率，匹配滤波器进行卷积并且使用最佳匹配来解码针对该频率信道所检测到的2个或者3个比特。

图5示出匹配滤波器的典型结构。如所例示的，RXSRF1至RXSRF4的输出均被馈送到德尔塔能量（delta-energy）计算模块70至73。预存储的波形（以下描述）存储在波形存储器74至77中，并且应用于计算模块，该计算模块产生依赖于进入波形和预存储波形之间的差异的分数。最佳拟合选择模块78至81接着从预存储的“理想”（无噪声）波形的序列判决出最佳匹配波形。在连接的“训练”阶段期间，例如，当添加零噪声以具有“理想”波形用于与包括噪声的实际发送波形的随后比较时，这些理想的预存储波形先前已经被计算出并且被存储在存储器模块中。

图6示出与图5类似的结构，除了对最佳拟合的判决是基于多个信道在最佳拟合选择模块82中进行的。各RXSRF路径仍然计算与所有可能理想波形比较的进入波形的分数的列表。这个分数的列表接着与来自所有其它信道的类似列表组合，并且关于输出比特做出系统范围的判决。当与单信道判决方法相比时，这个方案可以总体上提高整体噪声性能。

训练处理的目的是在存储器中存储适当的信号波形。通常通过将要检测的信号按照该信号是的“理想”的（即没有失真并且不包含噪声）这种方式提供给匹配滤波器的输入端来执行训练。这个技术不总是实用，因为在真实的传送信道中一般不可能关闭噪声。其它技术涉及在实验室环境下而不是在现场使用期间预计算匹配滤波器的内容。另一个技术执行传送介质的特性描述（例如，使用频谱分析），理想波形从该特性描述间接地计算出并接着被存储在匹配滤波器中。

一旦训练了匹配滤波器，则已准备好操作。匹配滤波器的输出不是模拟信号。而是，其输出是如上所述的“分数”，其指示在匹配滤波器的输入处的期望信号的存在的可能性。类似地，使用在匹配滤波器的输出上的阈值比较，来以充分的成功概率来判决信号是否存在。

匹配滤波器的操作是时域相关（correlation），并且在通信和检测系统中是已知技术。一个常用方法是对时间差（输入波形与理想波形的差）的平方求和。

假设理想正弦叠置在具有略微变形的相同正弦上。当这两个波形振幅相同时，差别是零。在它们振幅不同时，差是非零值。当在这两个波形的多个时间点（样本）上对这两个波形上进行该比较时，产生一系列数字，每个数字表示在各具体时间点处输入波形对理想波形的保真度。这些值中每个值的平方（从而它们全是正的）被相加以获得最终匹配分数。请注意如果两个波形相同，则各差值点是零，并且这些点的和也是零。因此，零分数表示理想匹配。类似地，高分数表示在进入波形和理想波形之间存在较少相关。

对信号进行比较的时间点越多，则这种滤波器对不同的但是接近相同的信号的比较的准确性越高并且分辨率越高（即，每个符号更多的比特）。

针对各连接进行对匹配滤波器的训练，并且还可以周期性地进行重新训练。一般地，当滤波器被制造时进行匹配滤波器的训练，因为待匹配的信号预期不会由传送介质改变而是被噪声破坏。因为已知要恢复的信号看上去是什么样的，因此，利用通常的匹配滤波器，直接地进行滤波器的训练。然而对于本发明，特定通信高速公路的特性将影响要匹配的信号，并且不能够预先已知线路特性以对该匹配滤波器进行预编程。

因此为了利用本发明预编程匹配滤波器，进行线路专用或者连接专用的频谱响应测试。这种频谱响应测试在通信技术中是已知的，并且不需要在此进一步描述。基于频谱响应测试的结果，能够利用预定算法计算线路的独特的特征对期望信号的影响。在应用预定算法之后，得到的信号可以接着被存储为匹配滤波器中的训练信号。

可以使用多种算法，但是用于本发明的一个示例性算法包括以下步骤：

（a）为了确定线路滤波特性，发送器以预定序列发送一系列纯频率。示例是以1kHz步长从100kHz到1.5MHz扫描各1微秒。接收器接收这些频率并且创建线路通带的频谱映射，以对线路进行频谱分析。

（b）接收器在发送器、线路和接收器的内部模拟中使用频谱分析的通带特性，以计算RXSRF的输出将向频谱滤波器提供的波形。

（c）针对比特组合的各序列重复步骤（b）。

（d）在频谱滤波器中存储（c）和（d）的结果。

创建频谱映射以进行基于线路通带的频谱分析是已知技术。在进行频谱分析后，频谱滤波器所要求的波形的计算也可以利用已知计算实现。

再次参照图5，由最佳拟合选择模块78至81产生rxbits(1,0)到rxbit(7,6)。rxbits(1,0)到rxbit(7,6)等于应用于发送器30的txbits(1,0)到txbits(7,6)，因而允许在接收器准确恢复发送的信号。

使用IEEE802.9ISLAN未屏蔽电话双绞线滤波器（1MHz带通滤波器）作为信道，本发明技术的容量呈现出了利用9个频率25兆比特/秒的最大数据速率，各频率携带3个比特的数据并且两端的频率各携带2个比特的数据，这是不违反Shannon容量限制的允许的最大值。因此，本发明的技术具有在1MHz带宽发送25兆比特/秒的能力。核心发明在发送侧支持交叠的调制频率，并且在接收侧抑制频率间干扰。默认地，任何其它干扰也被抑制。利用最小的防护频带，在(B)MHz信道上可以支持的数据速率的量是25(B)兆比特/秒。使用本发明技术的典型的6MHz的宽带信道可以传送150兆比特/秒并且30MHz的信道可以传送750兆比特/秒。在无线信道中也可以实现类似的数据速率。

针对信道包含符号间干扰（ISI）和加性白高斯噪声（AWGN）两者的情况，还对本发明系统性能与传统正交调幅（QAM）的性能进行了比较。对于越高的数据速率，当在相同每比特能量的约束下比较两种系统时，本发明技术胜过单载波QAM系统。例如，当字母大小是每个符号六个比特时，本发明系统比传统QAM系统在每比特能量对噪声功率谱密度的比率方面好约5dB到6dB。对于这个比较，波形由六个紧密间隔的音调组成，各音调采用二进制相移键控（BPSK）调制，而传统的单载波系统采用64-QAM调制。这些与相关技术系统相比的优异结果是由于在对发送器SRF的输入端处的基本波形、由发送器SRF进行的信号处理的类型和接收器滤波的适当形式（典型例子是接收器SRF）的组合。

本发明的特定实施方式的描述意在例示而不在于限制。因此，尽管已经相对于本发明的具体实施方式描述了本发明，很多其它变形和其它用途对于本领域技术人员是明显的。因此应理解本发明不由此处的具体公开限制，而仅由所附的权利要求的最广泛的范围限制。可以以多种不同方式实现对此处描述的电路的可能和已知变形，只要本发明系统和方法的操作落入所附的权利要求的范围内。