用于空间矢量调制和增强型空间矢量调制的伪零矢量

摘要

一种执行用于PWM控制的空间矢量调制，以产生AC波形的方法，该方法包括生成并对参考信号采样，以产生参考样本；以及执行参考矢量的近似，以合成与至少一个参考样本相关联的参考矢量。参考矢量近似在其形成中采用活动矢量、一个或多个零矢量、以及一个或多个伪零矢量。执行空间矢量调制（SVM）的另一种方法包括产生参考信号并以采样频率对该参考信号进行采样，以产生多个参考样本。该方法还包括执行参考矢量的近似，以合成与参考样本的至少一个参考样本相关联的参考矢量，其中所述参考矢量近似在其形成中具有采用两个相邻活动矢量的第一部分，和采用两个不相邻活动矢量的剩余部分。

说明书

技术领域

本发明涉及一种用于在例如电机控制应用中使用伪零矢量执行 针对PWM控制的空间矢量调制，或增强型空间矢量调制，或二者以 便产生AC波形的装置和方法。

背景技术

空间矢量调制（SVM）是一种用于控制脉冲宽度调制（PWM） 的算法。其被用于产生交流电流（AC）波形；最常见的是从DC以不 同的速度驱动三相交流供电的电机。SVM有许多变化形式，这导致 不同的质量和计算要求。

如图1所示的三相逆变器100必须受到控制，从而在任何时候同 一臂的两个开关都不能接通，否则DC供电将被短路。这一要求可通 过在臂中开关的互补操作来满足。也就是说，如果A⁺是接通，则A^-是断开，反之亦然。这导致针对逆变器100可能具有八个开关矢量， V₀至V₇，具有六个活动的开关矢量和两个零矢量，如图2的图表110 所示。

为了实现空间矢量调制，利用频率为f_s(T_s=1/f_s）对参考信号V_ref进行采样。参考信号可能从三个单独的相位参考值，例如使用αβγ变 换。然后使用两个相邻的活动开关矢量和一个或两个零矢量的组合来 合成参考矢量。存在选择矢量序列的顺序和使用哪个零矢量的各种策 略。矢量的策略性选择将影响到谐波含量和开关损耗。

发明内容

本公开涉及一种用于执行针对PWM控制的空间矢量调制以便产 生交流波形的方法。该方法包括生成并采样参考信号以生成参考样 本，并执行参考矢量的近似，以合成与至少一个参考样本相关联的参 考矢量。参考矢量近似在其形成中采用活动矢量、一个或多个零矢量、 以及一个或多个伪零矢量。

在该方法的一个实施例中，伪矢量包括其间具有180°的角度差的 两个活动矢量的组合。在另一个实施例中，组合形成伪矢量的两个活 动矢量具有相同的标量幅度。

在该方法的另一个实施例中，伪矢量包括其间具有120°的角度差 的三个活动矢量的组合。在另一实施例中，组合形成伪矢量的三个活 动矢量具有相同的标量幅度。

在该方法的一个实施例中，参考矢量近似中的活动矢量包括相邻 的活动矢量。在另一实施例中，参考矢量的一部分由两个相邻的活动 矢量近似，参考矢量的剩余部分由两个不相邻的活动矢量近似。根据 一个实施例，由活动矢量驱动的参考矢量的一部分由变量m代表，其 中0≤m≤1，由活动矢量驱动的参考矢量的剩余部分由1-m代表。当 m=1时，由活动矢量驱动的整个参考矢量由两个邻近矢量近似，而当 m=0时，由活动矢量驱动的整个参考矢量由两个不相邻的活动矢量近 似。在一个实施例中，不相邻的活动矢量彼此相离120°。

根据本发明的另一个实施例，控制系统包括空间矢量调制器，其 被配置为接收多个参考信号样本，并执行参考矢量的近似，以合成与 参考样本的至少一个相关联的参考矢量。参考矢量近似在其形成中采 用活动矢量、一个或多个零矢量、以及一个或多个伪零矢量，其中所 述空间矢量调制器基于参考矢量近似输出定时信号。所述控制系统还 包括脉宽调制单元，其被配置为接收来自空间矢量调制器的定时信 号，并且基于其输出脉宽调制控制信号，以及三相逆变器，其被配置 为接收所述脉宽调制控制信号并基于其产生交流电流波形。

在该控制系统的一个实施例中，伪矢量包括其间具有180°的角度 差的两个活动矢量的组合。在另一个实施例中，组合形成伪矢量的两 个活动矢量具有相同的标量幅度。

在该控制系统的另一个实施例中，伪矢量包括其间具有120°的角 度差的三个活动矢量的组合。在另一实施例中，组合形成伪矢量的三 个活动矢量具有相同的标量幅度。

在该控制系统的一个实施例中，参考矢量近似中的活动矢量包括 相邻的活动矢量。在另一实施例中，参考矢量的一部分由两个相邻的 活动矢量近似，参考矢量的剩余部分由两个不相邻的活动矢量近似。 在一个实施例中，参考矢量的一部分由变量m代表，其中0≤m≤1， 其中参考矢量的剩余部分由1-m代表。当m=1时，由活动矢量驱动 的整个参考矢量由两个邻近矢量近似，而当m=0时，由活动矢量驱 动的整个参考矢量由两个不相邻的活动矢量近似。在一个实施例中， 不相邻的活动矢量彼此相离120°。

在控制系统的一个实施例中，三相逆变器包括在形成第一相输出 的节点处连接在一起的第一串联连接开关对、在形成第二相输出的节 点处连接在一起的第二串联连接开关对、以及在形成第三相输出的节 点处连接在一起的第三串联连接开关对。所述逆变器还包括分流电阻 器，与第一端子连接到第一、第二和第三串联连接开关对的每一个的 下节点，并且第二端子耦合到参考电位，以及具有分别耦合到分流电 阻器的第一和第二端子的第一和第二输入的放大器，其中所述放大器 的输出反映了导通所述分流电阻器的电流水平。

附图说明

根据本公开的示例实施例将在下文中参照附图进行更加详细地 描述，其中：

图1是用于生成交流波形的三相逆变器的示意图；

图2是示出用于切换图1的三相逆变器的开关的各种矢量的图 表；

图3是示出图2的图表的基本电压空间矢量的六边形示意图；

图4是示出按照常规技术的参考矢量近似的六边形示意图；

图5是示出用于常规空间矢量调制（SVM）的归一化的时间相对 于参考矢量角度的曲线图；

图6A-6E是示出了基本伪零矢量的六边形示意图，其中图6A-6C 示出两个活动矢量的组合，图6D-6E示出三个活动矢量的组合；

图7A-7B示出使用一个伪零矢量的参考矢量的近似，诸如根据一 个实施例在图6A-6C中所示的那样；

图8示出使用两个伪零矢量的参考矢量的近似，诸如根据一个实 施例在图6A-6C中所示的那样；

图9是示出针对根据图7A-7B的实施例的参考矢量的最大逆变器 DC链路电压利用率相对于λ的曲线图；

图10是示出使用伪零矢量的常规空间矢量调制（SVM）的归一 化的时间相对于参考矢量角度的曲线图，诸如根据一个实施例的图 7A-7B所示。

图11是示出针对根据图8的实施例的参考矢量的最大逆变器DC 链路电压利用率相对于λ的曲线图；

图12是示出使用伪零矢量的常规空间矢量调制（SVM）的归一 化的时间相对于参考矢量角度的曲线图，诸如根据一个实施例的图8 所示。

图13A-13B是示出诸如电机控制系统的控制系统模块图，其根据 本发明的一个实施例采用在参考矢量的近似中使用伪零矢量空间矢 量的空间矢量调制器；

图14是分别在极坐标和笛卡尔坐标中示出参考矢量的空间矢量 六边形；

图15是示出诸如图13A-13B中所示的根据一个实施例采用单个 分流电流感测的控制系统中的三相逆变器的模块图；

图16A-16B示出针对图7A-7B的示例的5段开关序列的示例；

图17A-17B示出针对图8的示例的5段开关序列的示例；

图18A-18B示出针对图8的示例的6段开关序列的示例；

图19A-19B示出针对图8的示例的7段开关序列的示例；

图20示出对应于图18A所示的开关序列的DC链路电流；

图21是示出根据一个实施例利用一个伪零矢量的可替换的参考 矢量近似的空间矢量六边形；

图22A-22B是示出根据本发明一个实施例利用三个相邻的活动 矢量的采用增强型SVM的参考矢量近似的空间矢量六边形；

图23A-23B是示出根据一个实施例采用增强型SVM在m=0的情 况下的参考矢量近似，从而参考矢量仅通过不相邻的活动矢量进行近 似的空间矢量六边形；

图24是示出根据本发明一个实施例的针对增强型SVM的最大逆 变器DC链路电压利用率相对于m的曲线图；

图25A-25B是分别示出根据一个实施例在m=0.8和m=0.2时针 对增强型SVM的归一化时间相对于参考角度曲线的曲线图；

图26是示出根据一个实施例在m=0时针对增强型SVM的归一 化时间相对于参考角度曲线的曲线图，；

图27A-27B是示出诸如电机控制系统的一种控制系统的框图，根 据本公开的一个实施例，所述控制系统采用增强型SVM，所述增强 型SVM在对参考矢量进行近似中可以包括不相邻的活动矢量；

图28是分别示出增强型SVM在极坐标和直角坐标中的参考矢量 的空间矢量六边形；

图29是示出诸如图27A-27B所示的控制系统中的三相逆变器的 框图，所述控制系统采用根据一个实施例的单个分路电流感测；

图30A-30B示出根据一个实施例的针对增强型SVM的4段开关 序列的示例；

图31A-31B示出根据一个实施例的针对增强型SVM的6段开关 序列的示例；

图32A-32B示出根据一个实施例在m=0时针对增强型SVM的3 段开关序列的示例；

图33A-33B示出根据一个实施例在m=0时针对增强型SVM的5 段开关序列的示例；

图34示出了对应于图31A所示的开关序列的DC链路电流；

图35A-35B是示出增强型SVM的特殊情况的空间矢量六边形， 其中图35A示出m≥1的情况，以及图35B示出m≤0的情况，其中四 个活动矢量被用于对参考矢量进行近似，其中图35A示出相邻的活动 矢量，以及图35B示出不相邻的活动矢量。

具体实施方式

在一些情况下，相同的附图标记在下文中被用于具有相同或相似 功能特性的对象和功能单元。此外，各种示例性实施例的可选特征可 以相互组合或由彼此替换。

对于工业和汽车电机控制装置，SVM被普遍使用在PMSM（永 磁同步电机）和ACIM（交流感应电机）的正弦换向控制（诸如V/f， FOC（磁场定向控制），和DTC（直接转矩控制）），以从三相逆变 器生成正弦波形。当相比于双分路和三分路电流感测技术，采用单个 分路电流感测电阻器插入在逆变器DC链路中的正弦换向电机控制是 一个理想的解决方案，这是因为其具有诸如成本低、间接性等重要优 点。但是，一个脉宽调制（PWM）周期内的两个电流样本是正确的 带有单个分路电流感测的电机相电流重构所需的。然而，常规SVM 技术中，准确的电流构造在下列情形中是困难的：（1）参考电压空 间矢量正在穿过扇区边界，由于只能测量一个电流样本（这种情况发 生在许多情况下）和（2）当调制指数低和采样间隔太短时，没有电 流样本可以获取（这通常发生在超低速电机控制）。

本公开为SVM提出了一种伪零矢量的新概念（可替换地这可以 被称为准零矢量，或合成零矢量），以解决上述问题。通过新的使用 伪零矢量的SVM，能够给顾客提供低成本、高质量、更可靠、以及 独特的电机控制方案（例如，具有单个分路电流感测的无传感器的 FOC）。新的使用伪零矢量的SVM也可以在用于不间断电源、可再 生能源等的三相电力逆变器控制中使用。

已有常规SVM的参考矢量近似130和空间矢量图（正六边形） 120分别在图3和4中示出。到是活动矢量。和不会在逆变器 输出中产生任何电压差，并且它们是已有SVM中仅有的两个零矢量 （或被动矢量）。旋转的参考矢量是由两个相邻的活动矢 量（例如，扇区A中的）和一个或两个已有零矢量（例如仅） 近似的。空间矢量六边形的平面被分割为从A到F六个扇区，而的 角度θ被转换成每个扇区中相对的角度θ_ref。使用扇区A中的参考矢 量作为示例，下面部分示出已有的或常规的SVM的计算。

使用伏秒平衡：

${\overrightarrow{V}}_{\mathrm{ref}}=\frac{T_0}{T_S}{\overrightarrow{V}}_0+\frac{T_1}{T_S}{\overrightarrow{V}}_1+\frac{T_2}{T_S}{\overrightarrow{V}}_2---\left(1\right)$

T_S＝T₀+T₁+T₂   (2)

对方程（1）和（2）求解，可以得到：

T₁＝Kstn(60°-θ_ref)·T_S   (3)

T₂＝Kstn(θ_ref)·T_S   (4)

加上方程（3）和（4），可以得到：

T₁+T₂＝Kstn(60°+θ_ref)·T_S   (5)

因此所述零矢量时间是：

T₀＝T_S-(T₁+T₂)＝[1-Kstn(60°+θ_ref)]·T_S   (6)

其中：T₀：应用零矢量的时间。零矢量可以是或或二者。 T₁-第一活动矢量（例如，扇区A中的）的时间被应用在一个采样周期 内，

T₂-第二活动矢量（例如，扇区A中的）的时间被应用在一个采样周期 内，

|V_ref|是的幅度，V_DC是逆变器DC链路电压， T_S-采样周期，例如，T_S=50μs

因为总是T₀≥0（或T₁+T₂≤T_S），因此k≤1。我们具有不产生过调制的逆 变器DC链路电压利用率：

$\eta =\frac{\left|V_{\mathrm{ref}}\right|}{V_{\mathrm{DC}}}\le \frac{1}{\sqrt{3}}---\left(7\right)$

方程（3）和（4）的归一化时间T₁140和T₂150的曲线图在图5 中示出。显然T₁或T₂在每个扇区的边界处接近或等于零（例如，扇 区A中接近θ=0°或60°），其是针对具有SVM和单个分路的电流感 测的电机控制的上述问题（1）的根本原因。已经有许多已有技术尝 试解决该问题，但每个方案具有其缺点。

例如，从DC链路电流经由单个分流电阻器的电机相电流构造是 通过用时间T_min（其是PWM死区时间+驱动延迟+ADC采样时间）限 制T1和T2以使得ADC对正确的电流值进行采样来完成的。然而， 限制T1和T2将产生畸变的电压矢量，并且因此导致高转矩纹波、剧 烈的振动和声学噪声，并且甚至带有高动态负载的不稳定的电机控 制。需要非常快速的ADC以这种情况下优化系统性能。

另一个常规的解决方案是将所述SVM切换模式修改为最小测量 时间窗口，以便允许获取两个电流样本。这种模式修改可能产生一些 电流纹波；此外，由于模式的修改和同一修改的校正，所以需要更多 CPU资源来实现算法。

另一常规的解决方案采用对称的PWM脉冲（具有两个PWM脉 冲移位以获得足够的时间用于电流采样，而所有PWM脉冲的占空比 被保存）只是部分地解决了上述问题。可以发现如果K很小或k=0， T₁和T₂都是接近或等于零，这导致了上述问题（2）。刚刚提及的使 用对称的PWM脉冲仅能够部分地解决这个问题。

本发明提出了一种对SVM的伪零矢量的新概念，由此，具有两 个以上活动矢量的参考矢量的近似变得相对容易和直接。（相反，已 有的SVM使用仅两个相邻的活动矢量来近似参考矢量）。图6A-6E 中所示的伪零矢量补充了已有的两个零矢量，并扩展了SVM理论， 在参考矢量的近似中给出了零矢量的更多选择。

基本的伪零矢量是如图6A、6B和6C所示的两个活动矢量的组 合160、170或180，或如图6D和6E所示的三个活动矢量的组合190 或200。图6A-6E所示的伪零矢量时间T_Z可以是时变的、取决于θ 角度的、或恒定的，这取决于不同的应用要求。这些伪零矢量具有已 有零矢量的类似的效果（即，它们在逆变器输出中不产生任何电压 差）。伪零矢量的任意组合也具有同样的效果。伪零矢量可以以使用 已有零矢量类似的方式使用（即，在参考矢量的近似中使用一个、两 个、或零矢量的组合）。

根据本公开的伪零矢量的新概念的优点是，SVM近似中存在“零 矢量”的更多的更多选择。具有多于两个活动矢量的参考矢量的近似 变得非常容易和方便。另外，相应的计算类似于已有SVM的计算， 并因此相对简单和快速。

以下提供了根据本发明的两个SVM示例，其选择性地利用伪零 矢量。这两个新的SVM示例对于任何PWM周期内的两个单个分路 电流采样具有非零时间间隔，并且因此可以容易地解决上述问题（1）。 进一步，并且有利地，新的SVM示例#2可以完全解决上述问题（2）。

在新的SVM示例中，工程师可以根据不同的系统要求和硬件设 计来调整伪零矢量时间T_Z以获得不同电流采样间隔，以便获得具有 单个分路电流感测的最佳电机控制性能。尤其是，由于长的ADC采 样间隔可以通过选择较长的伪零矢量时间T_Z而容易地获得，所以也 可以使用一种用于DC链路电流信号放大的低速、普通和低成本的运 算放大器（如果有的话），以进一步降低系统成本。

表1总结了采用伪零矢量的新概念的SVM的基本电压空间矢量。

表1采用伪零矢量的新概念的SVM的基本电压空间矢量

本公开的一个部分是向SVM引入伪零矢量的新概念。相比于已有 或常规SVM中仅有的两个选择，采用新的伪零矢量具有零矢量的更 多选择，这为参考矢量的近似以及SVM开关序列的设计提供了更大 的灵活性。具有两个以上活动矢量的参考矢量的近似变得相对容易和 方便。另外，相应的计算类似于已有SVM的计算，并因此相对简单 和快速。

该部分示出在SVM中选择性地利用伪零矢量以直接解决已有 SVM难以有效处理的单个分路电机控制问题的两个示例，。

新的SVM示例#1：使用扇区A为例，如图7A和7B所示，参考矢量 220是由两个相邻的活动矢量、一个伪零矢量、和一个或两 个已有的零矢量进行近似。组合相同活动矢量（例如图7A中的和 ）的时间，实际上是由三个活动矢量（例如，图7B中的和图7A中的和）近似。该新的SVM示例#1在下文中被 更详细地描述。

新的SVM示例#2：使用扇区A为例，如图8所示，参考矢量是由两个相邻的活动矢量、两个伪零矢量、和一个或两个已有的零矢 量进行近似。组合相同活动矢量（即和和）的 时间，实际上是由四个活动矢量近似。该新的SVM示例#2在下文 中也被更详细地描述。

表2比较和总结了已有的SVM和采用伪零矢量的新的SVM的示 例。

表2比较已有SVM和采用伪零矢量的新的SVM示例

注释1：第三和第四活动矢量（如果有的话）来自所使用的伪零矢量。

注释2：Θ_Tr是针对新扇区的过渡角（例如：A1、A2、B1、B2等）、 并且0°<ΘTr<60°。

注释3：伪零矢量时间T_Z＝λT_S≥T_min，其中T_min是PWM死区时间+驱动 延迟+ADC采样时间。

新的SVM示例#1-具有一个伪零矢量的SVM

如图7A和7B所示，在每个已有扇区中的参考矢量（即，A、B、 C、D、E、和F）可以由两组不同的活动矢量近似。过渡角Θ_Tr（0°<Θ_Tr<60°）被引入以获取新扇区A1、A2、B1、B2等，如表2所 示。因此在图7A中，参考矢量210处于扇区A1，并且在图7B中， 参考矢量220处于扇区A2。对于新的SVM，在过渡角处参考矢量的 近似从一组活动矢量过渡到另一组活动矢量。在不同的已有扇区中， Θ_Tr可以是不同的。为简单起见，对于所有扇区，我们可以选择相同 的值，例如Θ_Tr=30°。

当0°≤θ_rel<Θ_Tr时的计算

使用如图7A所示扇区A中的参考矢量210为例，下面示出了当 0°≤θ_rel<Θ_Tr时的计算。利用伏秒平衡：

选择T_Z大于或等于T_min（其是PWM死区时间+驱动延迟+ADC采样时 间）。为简单起见，选择

T₃＝T₃＝λT_S≥T_min   (10)

其中：λ-常数并且例如，如果T_S=50μs和T_min=2μs， 我们可以选择

求解方程（8）到（10），得到

T₁＝Kstn(60°-θ_ref)·T_S   (11)

$T_2=T_2^{\prime }+T_3=[\mathrm{Kstn}\left({\theta }_{\mathrm{ref}}\right)+\lambda ]·T_S---\left(12\right)$

T₁+T₂+T₃＝[Kstn(60°+θ_ref)+2λ]·T_S   (13)

因此所述零矢量时间是

T₀＝T_S-(T₁+T₂+T₃)＝[(1-2λ)-Kstn(60°+θ_ref)]·T_S   (14)

其中，T₀-已有零矢量被应用的时间。零矢量可以是或或二者

T_Z-伪零矢量被应用的时间

T₁-在一个采样周期内第一活动矢量被应用的时间

T₂-在一个采样周期内第二活动矢量被应用的时间

T₃-在一个采样周期内第三活动矢量被应用的时间，其是所使用的伪零 矢量的一部分

|V_ref|是的幅度，V_DC是逆变器DC链路电压 T_S-采样周期

由于一直T₀≥0，从方程（14）我们发现K≤1-2λ，因此不产生过调制的 逆变器DC链路电压利用率是

$\eta =\frac{\left|V_{\mathrm{ref}}\right|}{V_{\mathrm{DC}}}\le \frac{1-2\lambda }{\sqrt{3}}---\left(15\right)$

当Θ_Tr≤θ_rel<60°的计算

使用如图7B所示的扇区A中的参考矢量220为例，下面示出当 Θ_Tr≤θ_rel<60°的计算。利用伏秒平衡：

类似地，选择T_Z=λT_S，即，

T₃＝λT_S≥T_min   (18)

求解方程（16）和（17），得到

T₂＝Kstn(θ_ref)·T_S   (20)

T₁+T₂+T₃＝[Kstn(60°+θ_ref)+2λ]·T_S   (21)

因此所述零矢量时间为

T₀＝T_S-(T₁+T₂+T₃)＝[(1-2λ)-Kstn(60°+θ_ref)]·T_S   (22)

同样地，可以发现不产生过调制的逆变器DC链路电压利用率与方程 （15）相同。因此新的SVM示例#1具有一个不产生过调制的最大逆变 器DC链路电压利用率，这是

${\eta }_{\max }=\frac{1-2\lambda }{\sqrt{3}}---\left(23\right)$

方程（23）的曲线示于图9，这是示例1的最大逆变器DC链路电压240 的利用率相对于λ。当λ=0时，新的SVM变成已有的SVM，并且

针对新的SVM示例#1的归一化时间T₁250、T₂260、和T₃270的 曲线在图10中示出，其中对于所有扇区Θ_Tr=30°。可以发现，T₁、T₂、 和T₃都是非零的（除了当K很小或K=0）。因此新的SVM示例#1可 以容易地解决上述问题（1）。使用单个分路电流感测，在任何时间其 是在两个时间间隔T₁和T₂期间测量逆变器DC链路电流的良好选择。

新的SVM示例#2-具有两个伪零矢量的SVM

使用如图8所示的扇区A中的参考矢量230为例，下面示出计算。 利用伏秒平衡：

类似地，选择T_Z=λT_S，即，

T₃＝T₄＝λT_S≥T_min   (26)

求解方程（24）到（26），得到

$T_2=T_2^{\prime }+T_3=[\mathrm{Kstn}\left({\theta }_{\mathrm{ref}}\right)+\lambda ]·T_S---\left(28\right)$

T₁+T₂+T₃+T₄＝[Kstn(60°+θ_ref)+4λ]·T_S   (29)

因此零矢量时间为

T₀＝T_S-(T₁+T₂+T₃+T₄)＝[(1-4λ)-Kstn(60°+θ_ref)]·T_S   (30)

其中，T₀-已有零矢量被应用的时间。零矢量可以是或或二者

T_Z-伪零矢量被应用的时间

T₁-在一个采样周期内第一活动矢量被应用的时间

T₂-在一个采样周期内第二活动矢量被应用的时间

T₃，T₄-在一个采样周期内第三和第四活动矢量被应用的时间，其是所 使用的伪零矢量的一部分

|V_ref|是的幅度，V_DC是逆变器DC链路电压 T_S-采样周期

由于一直T₀≥0，从方程（30）我们发现K≤1-4λ，因此不产生过调制的 逆变器DC链路电压利用率是

$\eta =\frac{\left|V_{\mathrm{ref}}\right|}{V_{\mathrm{DC}}}\le \frac{1-4\lambda }{\sqrt{3}}---\left(31\right)$

因此不产生过调制的最大逆变器DC链路电压利用率是

${\eta }_{\max }^t=\frac{1-4\lambda }{\sqrt{3}}---\left(32\right)$

方程（32）的曲线示于图11的280处，其示出针对示例2的最大逆变 器DC链路电压的利用率相对于λ。当λ=0时，新的SVM变成已有的 SVM，而且

针对新的SVM示例#2的归一化时间T₁290、T₂300、T₃和T₄310 的曲线在图12中示出。可以发现，在所有情况下T₁和T₂均长于T_min（只 要λT_S≥T_min），甚至当K=0时（即：|V_ref|＝0）。因此，新的SVM示例 #2不仅可以解决问题（1），还能够完全解决上述问题（2）。使用单个 分路电流感测，在任何时间其是在两个时间间隔T₁和T₂期间测量逆变 器DC链路电流的良好选择。

新的SVM在电机控制中的使用：电机控制中SVM的连接在图13A 和13B中示出。到新SVM的输入可以是如图13A所示的参考矢量的 极坐标（即，径向坐标|V_ref|和角坐标θ），这已经在上文中描述。到SVM 的输入也可以是α-β笛卡尔坐标系统中的参考矢量的笛卡尔坐标（V_α， V_β），如图13B所示。SVM空间矢量六边形中的坐标系统在图14中示 出。极坐标至笛卡尔坐标变换为：

V_α＝|V_ref|cos(θ)   (33)

V_β＝|V_ref|stn(θ)   (34)

采用方程（33）和（34），表2所列的所有公式可以变换到V_α和V_β输 入的格式。例如，扇区A1中新的SVM示例#1的时间计算变成

$T_1=\frac{\sqrt{3}{T}_S}{2V_{\mathrm{DC}}}·(\sqrt{3}{V}_{\alpha }-V_{\beta })---\left(35\right)$

$T_2=\frac{\sqrt{3}{T}_S}{V_{\mathrm{DC}}}·V_{\beta }+\lambda T_S---\left(36\right)$

T₃＝T₃＝λT_S   (37)

T₀＝T_S-(T₁+T₂+T₃)   (38)

图13A示出了控制系统320，例如，电机控制系统。控制系统320 包括根据本公开的利用伪零矢量的空间矢量调制（SVM）330。SVM330 接收参考信号或参考样本，并且基于此合成一个或多个参考矢量，其中 至少一个参考矢量采用在此所述的一个或多个伪零矢量。基于所合成的 参考矢量，SVM调制器330输出定时信号340到PWM单元350，所述 PWM单元350接收定时信号340并产生PWM控制信号360。PWM控 制信号360被提供给三相逆变器电路370，其产生输出信号u、v和w来 驱动诸如三相电动机的负载380。如上面所强调的，图13B类似于图13A， 但示出在笛卡尔坐标中而不是在极坐标中接收输入参考信号，但通常以 与以上描述的相同的方式操作。

具有单个分路电流感测的逆变器：三相双电平电压源逆变器和电机 的连接在图15中示出为400。逆变器400的六个开关器件，其可以是 MOSFET、IGBT或类似部件，由微控制器PWM信号所控制。如图所示， 逆变器包括第一对串联连接的开关410、第二对串联连接的开关420、 和第三对串联连接的开关430。串联连接的每一对410、420和430连接 在形成连接到负载440的相应相的输出u、v、w的节点处。串联连接的 每一对410、420、430还在端子450处耦合在一起，所述端子450耦合 到分流电阻器460的第一端子，所述分流电阻器460具有连接到参考电 位470的第二端子。放大器480具有分别耦合到分流电阻器460的第一 和第二端子的输入端，其中放大器480的输出反映了流过分流电阻器460 的电流。

电机绕组可以接线成星形（如图所示）或三角形结构。SVM用来 控制PWM以产生三相正弦波形至电机绕组。分流电阻器R_shunt460被插 入到逆变器DC链路中，以感测DC链路电流。如果需要，放大器480 被用于放大与DC链路电流成正比的电阻器电压降。注意，霍尔传感器、 电流互感器、或其它电流传感器可以代替分流电阻器来感测DC链路电 流。

相比于双分路和三分路电流感测，单个分路电流感测具有以下重要 优点：

1）成本降低，因为仅使用一个电流传感器、一个放大器（如果有的话）， 以及一个ADC通道。与此相反，双分路电流感测和三分路电流检测需 要多个电流传感器、放大器（如果有的话）和ADC通道。

2）不需要校准放大器增益和偏移量（其可能由于组件容差、温度波动、 老化等），因为相同的电流感测电路和ADC通道被用于所有的电机相 的电流测量。

3）更简单和更容易的电子原理图和PCB设计。

开关序列设计：对于新的SVM，有许多开关序列的组合，这取决于活动 /零矢量的不同序列、矢量占空比的分解、和已有零矢量的选择（即，选 择或或二者）。在此难以列出所有的开关序列。这部 分仅给出开关序列的一些示例，其可以容易地使用英飞凌微控制器或其 它类型的微控制器来实现。图16A和16B示出了针对新的SVM示例#1 的5段开关序列500、510的示例。图17A和图17B示出了针对新的SVM 示例#2的5段开关序列520、530的示例，图18A和18B示出了6段开 关序列540、550的示例，以及图19A和19B示出了7段开关序列560、 570的示例。

电流重构：两个/三个电机相电流可以通过使用单个分路电流感测来 重构。在每个PWM周期中，逆变器DC链路电流在两个不同的活动矢 量区段期间至少被测量两次，以获得两个电机相电流。ADC采样通常在 活动矢量区段的中心附近被触发，以避免电流瞬变。表3示出了不同 PWM区段的逆变器DC链路电流。作为示例，图20示出了DC链路电 流I_DClink580，其对应于先前在图18A中示出的开关序列540。两个相电 流可以在大于或等于T_min的两个PWM活动矢量区段处被测量，例如： 在图20中，在T₂期间I_DClink=-I_W，并且在T₁期间I_DClink=I_U，由于T₂≥T_min以及T₁≥T_min。利用两个相电流，第三电机相电流可以被容易地计算，因 为I_U+I_V+I_W=0。

表3不同PWM区段的逆变器DC链路电流

注释1：I_U、I_V和I_W分别是电机相U、V和W的电流

使用扇区A中的参考矢量为例，图21示出了根据本发明的另一 个实施例的具有一个伪零矢量的参考矢量590的另一种近似。清楚地， 针对T₁和T₂的计算与已有SVM的计算相同，并且参考矢量590实际上 由四个活动矢量近似。这是伪零矢量的选择性利用的另一个示例，以便 容易地解决上述问题。

如以上所强调的，SVM是经常用于工业和汽车电机控制应用，并 被用于PMSM和ACIM的正弦换向控制（诸如V/f，FOC和DTC）， 以从三相逆变器生成正弦波形。当相比于双分路和三分路电流感测技 术，具有插入在逆变器DC链路中的单个分路电流电阻器的正弦换向电 机控制是一个理想的解决方案，这是因为它具有诸如成本低、简单等重 要的优点。但是，对于具有单个分路电流感测的正确的电机相电流重构， 需要一个PWM周期内的两个电流样本。然而，采用已有SVM技术， 当参考电压空间矢量正在穿过扇区边界，准确的电流构造是困难的，因 为在这种情况下只能测量一个电流样本。对于采用SVM和单个分路电 流感测的大多数的正常转速的电机控制，这是一个问题。

根据本发明一个实施例提出的增强型SVM能够解决上述问题。利 用新的SVM技术，能够向顾客提供低成本、高质量、更可靠、以及独 特的电机控制方案（例如，具有单个分路电流感测的无传感器的FOC）。 增强型SVM也可以在用于不间断电源、可再生能源等的三相电力逆变 器控制中使用。

为了解决与常规SVM相关的上面强调的问题，根据本公开的本实 施例引入创新的具有不同活动矢量的参考矢量近似，替代了已有SVM 中的两个相邻活动矢量。增强型SVM的新近似在图22A-22B中示出。 参考矢量600、610的一部分（即，其中0≤m≤1）是由两个相邻的 活动矢量近似，就像已有SVM一样，而剩余部分（1-m）是由两个 不相邻的并且相离120°的活动矢量近似。下面详述增强型SVM。增强 型SVM的一个特殊情况是当m=1时，每个扇区中整个参考矢量由两 个相邻的活动矢量近似，并且增强型SVM变成了图4所示的已有SVM。 增强SVM的另一种特殊情况是当m=0时，每个扇区中整个参考矢量 是由两个不相邻的并且相离120°的活动矢量近似。所以图22A和22B 中的近似600、610分别成为图23A和23B中的近似620，630。增强型 SVM变成另一个新的SVM（在本发明中称为“m=0时的增强型SVM”）， 并且下面将对此进行详细描述。

表4比较和总结了已有的SVM和提出的新SVM。

表4已有的SVM和提出的增强型SVM的比较

注释1：Θ_Tr是新扇区的过渡角（即，AB、BC，CD，DE，EF和FA）， 且0°<Θ_Tr<60°。

注释2：其中k是整数。选择k，使得对于0≤m≤1， 60°≤Θ₁≤120°。

注释3：其中k是整数。选择k，使得对于0≤m≤1， 0°≤Θ₃≤60°。

如前面强调的，增强型SVM具有优于常规SVM技术的优势。例如， 增强型SVM非常适合于采用单个分路电流感测的三相电机控制，因此 它能充分利用单个分路电流感测技术的优点，这将在下文中更详细地阐 述。增强型SVM的另一个优点是，客户能够调整因子m，以根据不同 的系统要求和硬件设计获得不同电流采样间隔，以便获得采用单个分路 电流感测的电机控制的最佳性能。由于增强型SVM中三个相邻的活动 矢量被用于近似，如果必要的话，可以在一个PWM周期内取得逆变器 DC链路电流的三个ADC采样，以便直接获得三个电机相电流（其将在 下面详细讨论）。这对于三个电机绕组电流的总和不为零但仍然使用单 个分路电流感测的应用情况是有用的。在任何PWM周期内仅直接取得 感兴趣的电机相电流（例如，仅I_U和I_V）的两个ADC采样。

m=0时的增强型SVM也非常适合于采用单个分路电流感测的电机 控制。其具有在每个PWM周期内的长电流采样时间间隔，所以可以使 用一种低速、普通和低成本的运算放大器，用于电流信号的放大，以进 一步降低系统成本。m=0时的增强SVM具有较低的DC链路母线电压 利用率。这对于具有高DC链路电压的应用不是问题，例如，低成本的 具有非常高的DC链路电压（由于使用功率因数校正，具有高达400V 的DC）的PMSM吊扇驱动。

增强型SVM：使用扇区A中的参考矢量为例，如图22A和22B所 示，在每个已有扇区内的参考矢量（即A、B、C、D、E或F）可以由 不同的两组活动矢量近似。过渡角Θ_Tr（0°<Θ_Tr<60°）被引入来获取新组 合的扇区AB，BC，CD，DE，EF，FA，如表1所示。对于新的SVM， 在过渡角处参考矢量法从一组活动矢量过渡到另一组活动矢量。在不同 的已有扇区中，Θ_Tr可以是不同的。为简单起见，对于所有扇区，我们可 以选择相同的值，例如Θ_Tr=30°。

当Θ_Tr≤θ_rel<60°的计算：使用如图22A所示扇区A中的参考矢量为 例，下面示出了当Θ_Tr≤θ_rel<60°的计算。利用伏秒平衡：

$m{\overrightarrow{V}}_{\mathrm{ref}}=\frac{{T_0}^{\prime }}{T_S}{\overrightarrow{V}}_0+\frac{{T_1}^{\prime }}{T_S}{\overrightarrow{V}}_1+\frac{T_2}{T_S}{\overrightarrow{V}}_2---\left(39\right)$

$(1-m){\overrightarrow{V}}_{\mathrm{ref}}=\frac{{T_0}^{\prime \prime }}{T_S}{\overrightarrow{V}}_0+\frac{{T_1}^{\prime \prime }}{T_S}{\overrightarrow{V}}_1+\frac{T_3}{T_S}{\overrightarrow{V}}_3$

将方程（39）和（40）的两侧相加

求解方程（39）和（40）得到

T₁′＝mKstn(60°-θ_ref)·T_S   (43)

R₁″＝(1-m)Kstn(120°-θ_ref)·TS   (44)

T₂＝mKstn(θ_ref)·T_S   (45)

T₃＝(1-m)Kstn(θ_ref)·T_S   (46)

其中，T₀-零矢量被应用的时间。零矢量可以是或或 二者

T₁-在一个采样周期内第一活动矢量被应用的时间

T₂-在一个采样周期内第二活动矢量被应用的时间

T₃-在一个采样周期内第三活动矢量被应用的时间

|V_ref|是的幅度，V_DC是逆变器DC链路电压 T_S-采样周期

将方程（43）和（44）的两侧相加，可以发现

$T_1={T_1}^{\prime }+{T_1}^{\prime \prime }=\sqrt{1-m(1-m)}·\mathrm{Kstn}({\Theta }_1-{\theta }_{\mathrm{ref}})·T_S---\left(47\right)$

其中θ₁是仅取决于因子m的角度，而且

${\Theta }_1=\arctan \left(\frac{\sqrt{3}}{2m-1}\right)+\mathrm{k\pi }---\left(48\right)$

其中，k是整数，k＝0，±1，±2，±3，...。选择k，使得对于0≤m≤1， 60°≤θ₁≤120°，例如当m=0时θ₁=120°。

将方程（45）、（46）和（47）的两侧相加，得到

$T_1+T_2+T_3=\sqrt{3-m(3-m)}·\mathrm{Kstn}({\Theta }_2+{\theta }_{\mathrm{ref}})·T_S---\left(49\right)$

其中：θ₂-仅取决于m的角度，而且例如当m=0时 θ₂=30°。零矢量时间为

$\left(\begin{array}{c}{T}_0={T_0}^{\prime }+{T_0}^{\prime \prime }=T_S-(T_1+T_2+T_3)\\ =[1-\sqrt{3-m(3-m)}·\mathrm{Kstn}({\Theta }_2+{\theta }_{\mathrm{ref}})]·T_S\end{array}\right)---\left(50\right)$

由于一直T₀≥0（或T₁+T₂+T₃≤T_S），因此所以不产 生过调制的逆变器DC链路电压利用率是

$\eta =\frac{\left|V_{\mathrm{ref}}\right|}{V_{\mathrm{DC}}}\le \frac{1}{\sqrt{9-3m(3-m)}}---\left(51\right)$

当60°≤θ_rel<60°+Θ_Tr的计算：使用如图22B所示扇区A中的参考矢 量为例，下面示出了当60°≤θ_rel<60°+Θ_Tr的稍微不同的计算。类似地，我 们有

求解方程（52）和（53），我们有

T₁＝(1-m)Kstn(120°-θ_ref)·T_S   (54)

T₂＝mKstn(120°-θ_ref)·T_S   (55)

$T_3={T_3}^{\prime }+{T_3}^{\prime \prime }=\sqrt{1-m(1-m)}·\mathrm{Kstn}({\theta }_{\mathrm{ref}}-{\Theta }_3)·T_S---\left(56\right)$

其中θ₃-仅取决于因子m的角度，而且k是整数， 并且k＝0，±1，±2，±3，...。选择k，使得对于0≤m≤1，0°≤Θ₃≤60°，例如当 m=0时θ₃=0°。所述零矢量时间为

$T_0=T_S-T_1-T_2-T_3=[1-\sqrt{3-m(3-m)}·\mathrm{Kstn}({\Theta }_4+{\theta }_{\mathrm{ref}})]·T_S---\left(57\right)$

其中θ₄-仅取决于m的角度，而且例如当m=0时 θ₄=30°。同样，可以发现，不产生过调制的逆变器DC链路电压利用率 与方程（51）相同。因此增强型SVM具有一个不产生过调制的最大逆 变器DC链路电压利用率，其为

${\eta }_{\max }=\frac{1}{\sqrt{9-3m(3-m)}}---\left(58\right)$

方程（58）的曲线640在图24中示出。当m=1时，增强型SVM 成为已有SVM，而且这已经在前面的方程（7）中描述过；当 m=0时，其成为m=0时的增强型SVM的特殊情况，而且（在下文 中将更详细地讨论）。

针对增强型SVM的归一化时间T₁650、T₂660和T₃670的曲线分 别在图25A和25B中示出，其中对于所有扇区，θ_Tr=30°，其中m=0.8 和0.2作为示例。显然T₁、T₂和T₃都是非零的。使用单个分路电流感测， 在任何时间在长于第三时间的两个时间间隔期间（例如，如图25A所示 当0°≤θ<30°的T₂和T₃，如图25B所示对于所有θ的T₁和T₃）测量逆变 器DC链路电流都是良好选择。在Θ_Tr=30°时，可以发现，由T₁、T₂或 T₃所限制的最小电流采样时间是

$T_{\mathrm{mtntmum}}=\frac{\sqrt{3}(1-m)}{2}K{T}_S(0.5\le m\le 1)---\left(59\right)$

或者

$T_{\mathrm{mtntmum}}=\frac{1-m}{2}K{T}_S(0\le m<0.5)---\left(60\right)$

用户可以根据所需的最大DC链路电压利用率选择m的值，以及电流采 样所需的最小时间（即，确保T_minimum≥T_min，其中T_min是PWM死区时间 +驱动延迟+ADC采样时间）。

m=0时的增强型SVM：类似地，在m=0时的增强型SVM的计算 如下所示：

T₁＝Kstn(120°-θ_ref)·T_S   (61)

T₃＝Kstn(θ_ref)·T_S   (62)

注意，方程（61）到（64）适用于图23A和23B。不产生过调制的逆变 器DC链路电压利用率成为

$\eta =\frac{\left|V_{\mathrm{ref}}\right|}{V_{\mathrm{DC}}}\le \frac{1}{3}---\left(65\right)$

对于所有扇区，过渡角θ_Tr=30°的归一化时间T₁680和T₃690的曲线在 图26中示出。显然T₁和T₃都是非零的。当Θ_Tr=30°，针对当前ADC采 样的最短时间是

$T_{\min \mathrm{imum}}^{\prime }=\frac{1}{2}·K{T}_S---\left(66\right)$

根据该实施例的本公开的一个有利因素是，替代了已有SVM中两 个相邻活动矢量被用来合成参考矢量，增强型SVM使用三个相邻的活 动矢量或两个不相邻的活动矢量来进行参考矢量的近似。在新的增强 型SVM中，对于一个PWM周期内的多个电流采样，可以实现非零间 隔，而且具有单个分路电流感测的相电流的重构可容易地完成，而不会 引起所得到的电机相电流的畸变。

新的SVM在电机控制中的使用：电机控制系统700中SVM的连接 在图27A和27B中示出。图27A示出了控制系统700的一部分，例如， 电机控制系统。控制系统700包括根据本公开的利用增强型SVM的空 间矢量调制器（SVM）710，增强型SVM使用三个相邻的活动矢量或两 个不相邻的活动矢量，以便于合成参考矢量。增强型SVM710接收参考 信号或参考样本，并基于此合成一个或多个参考矢量，其中至少一个参 考矢量采用在此所述的三个相邻的活动矢量或两个不相邻的活动矢量。 基于合成的参考矢量，SVM调制器710输出定时信号720到PWM单元 730，PWM单元730接收定时信号720并产生PWM控制信号740。PWM 控制信号740被提供给三相逆变器电路750，三相逆变器电路750产生 输出信号u、v和w来驱动诸如三相电动机的负载760。

到新的增强型SVM的输入可以是如图27A所示的参考矢量的极 坐标（即，径向坐标|V_ref|和角坐标θ），这已经在上文中描述。到SVM 的输入也可以是如图27B所示的α-β笛卡尔坐标系统中的参考矢量的 笛卡尔坐标（V_α，V_β）。

SVM空间矢量六边形中的坐标系统770在图28中示出。极坐标至 笛卡尔坐标变换为：

V_α＝|V_ref|cos(θ)   (67)

V_β＝|V_ref|sin(θ)   (68)

采用方程（67）和（68），在表4中列出的所有公式可以变换到具有V_α和V_β输入的格式。例如，m=0时扇区AB中增强型SVM的时间计算变 成

$T_1=\frac{\sqrt{3}{T}_S}{2V_{\mathrm{DC}}}·(\sqrt{3}{V}_{\alpha }+V_{\beta })---\left(69\right)$

$T_3=\frac{\sqrt{3}{T}_S}{V_{\mathrm{DC}}}·V_{\beta }---\left(70\right)$

T₀＝T_S-(T₁+T₃)   (71)

具有单个分路电流感测的逆变器：在图29中示出三相双电平电压 源逆变器790和电机800的连接780。如图示，逆变器790包括第一对 串联连接的开关810、第二对串联连接的开关820、和第三对串联连接 的开关830。每个串联连接的对810、820和830连接在形成输出u、v、 w的节点处，所述输出u、v、w连接到负载800的相应相。每个串联连 接的对810、820、830还在端子850处耦合在一起，所述端子850耦合 到分流电阻器860的第一端子，所述分流电阻器860具有连接到参考电 位870的第二端子。放大器880具有分别连接到分流电阻器860的第一 和第二端子的输入端，其中放大器880的输出反映了流过分流电阻器860 的电流。

逆变器的六个开关器件，其可以是MOSFET、IGBT或类似部件， 由微控制器PWM信号控制。电机绕组可以接线为星形（如图所示）或 三角形。上述使用三个相邻活动矢量或两个不相邻活动矢量来合成参考 矢量的增强型SVM被用于控制PWM，以产生三相正弦波形至电机绕组。 分流电阻器R_shunt860被插入到逆变器DC链路中，以感测DC链路电流。 如果需要，放大器880被用于放大与DC链路电流成正比的电阻器电压 降落。注意的是，霍尔传感器、电流互感器、或其它电流传感器可以代 替分流电阻器来感测DC链路电流。

对于新的增强型SVM，有许多开关序列的组合，这取决于活动/零 矢量的不同序列、矢量占空比的分解、和已有零矢量的选择（即，选择 零矢量或或二者）。在此难以列出所有的开关序列。 这部分仅给出一些开关序列的示例，这可以使用英飞凌微控制器或其它 类型的微控制器来容易地实现。

针对增强型SVM的开关序列设计：图30A和30B示出了针对增强 型SVM的4段开关序列的示例890、900。图31A和图31B示出了增强 型SVM的6段开关序列的示例910、920。图32A和32B示出了m=0 时增强型SVM的3段开关序列的示例930、940，以及图33A和33B示 出了m=0时增强型SVM的5段开关序列的示例950、960。

电流重构：两个/三个电机相电流可以通过使用单个分路电流感测 来重构。在每个PWM周期中，逆变器DC链路电流在两个不同的活动 矢量区段期间至少被测量两次，以获得两个电机相电流。ADC采样通常 在活动矢量区段的中心附近被触发，以避免电流瞬变。

表5示出了不同PWM区段的逆变器DC链路电流。作为示例， 图34示出了对应于图31A中先前所示的针对增强型SVM的开关序列 910的DC链路电流I_DClink970。两个相电流可以在两个PWM活动矢量区 段处被测量，其大于或等于T_min，例如：在图34中，如果T₂/2≥T_min并 且T₃≥T_min，T₂/2期间I_DClink=-I_W，并且T₃期间I_DClink=I_V。利用两个相电 流，第三电机相电流可以被容易地计算，因为I_U+I_V+I_W=0。

可以从图34发现，对于增强型SVM，如果所有三个活动矢量区 段长于T_min，在一个PWM周期内获得逆变器DC链路电流的三个ADC 采样，以便直接获得三个电机相电流是可能的。对于I_U+I_V+I_W≠0的应用 情况，这是有用的。在任何PWM周期内仅直接获得刚兴趣的电机相电 流（例如：仅I_U和I_V）的两个ADC采样也是可能的。

表5不同PWM区段的逆变器DC链路电流

注释1：I_U、I_V和I_W分别是电机相U、V和W的电流

为了解决上述问题，可以以如图35A和35B所示的可替换方式来 近似参考矢量，其中n≥0。使用扇区A中的参考矢量作为示例，在图35A 中为980，是由两个相邻的活动矢量来近似，就像已有SVM一 样，而反向部分是由两个不相邻并且相离120°的活动矢量来近似； 在图35B中为990，是由两个不相邻并且相离120°的活动矢量 来近似，而反向部分是由两个相邻的活动矢量来近似。图35A和35B 中所示的可替代方案使用四个活动矢量来近似参考矢量，而前面所述的 解决方案使用三个或两个。图35A所示的近似可视为m≥1时的增强型 SVM的特殊情况，图35B所示可视为m≤0时的增强型SVM的特殊情 况。

上述示例性实施例仅代表本发明原理的说明。显而易见的是，这 里所描述的安排和细节的修改和变化可能是其他专业人员感兴趣的。因 此，目的在于本发明应当仅受限于所附权利要求书的保护范围，而不是 由特定细节限定的，其在示例性实施例的描述和解释的基础上已经在此 呈现出来。