在无需外部匹配的情况下对差分放大器的噪声消去

摘要

一种差分低噪声放大器（LNA）包括电阻式反馈放大器的第一级和互补放大器的第二级，其中第一级的输出端以交叉耦合的方式耦合到第二级的输入端。诸如变压器之类的感性负载组合从第二级的互补放大器输出的信号。在一个示例中，LNA具有小于75欧姆的输入阻抗、小于2dB的噪声因子和大于20dB的增益。由于低输入阻抗，LNA能用于放大从具有类似低阻抗的源接收的信号而无需在源的输出端与LNA的输入端之间使用阻抗匹配网络。

说明书

背景信息

技术领域

所公开的实施例涉及差分放大器，尤其涉及可在不介入匹配网络的情况下 耦合至低阻抗源的高性能差分放大器。

背景信息

接收机中的第一级往往是被称为低噪声放大器或即“LNA”的放大器。图 1（现有技术）是采用此类LNA的设备的简化框图。该设备是移动通信设备（例 如，蜂窝电话手持机）并且包括天线1、模拟射频（RF）收发机集成电路2、 数字基带处理器集成电路3、双工器4、功率放大器5、以及数个匹配网络6-9。 数字基带处理器集成电路3中的处理器10通过经由串行总线13向RF收发机 集成电路2的接收链11和发射链12发送控制通信来控制RF收发机2。接收 链11的第一级是LNA 14。

图2（现有技术）是图1的电路中位于天线1与LNA 14之间的部分的更 为具体的示图。此示例中的LNA是差分LNA。LNA 14经由端子15和16接 收差分信号。虚线17表示集成电路2的边界。LNA 14向差分正交混频器电路 18输出差分信号。通过设置由本地振荡器19输出的本地振荡器信号LO1的频 率来调谐接收机。至端子15和16的信号输入路径包括天线1、匹配网络6、 双工器4、基带滤波器（BPF）20、平衡-不平衡变换器21和匹配网络7。提 供匹配网络7的附加组件一般会添加总体设备的制造成本。期望不必提供此类 匹配网络，但是令人遗憾的是，这往往是必需的。难以实现具有低噪声（噪声 因子<2dB）、高增益（>20dB）和50欧姆输入阻抗的LNA。在工作频率下 向图2的常规LNA 14看进去的输入阻抗显著大于50欧姆并且可能为100欧 姆或更多。另一方面，天线1的阻抗约为50欧姆。

图3-6（现有技术）是若干常规类型的LNA的示图。尽管为了便于解说 和解释而给出了这些拓扑的单端示例，但是这些拓扑可扩展到差分电路。

图3（现有技术）是具有基于电阻式反馈放大器的输入级和基于源极跟随 器的输出级的LNA的示图。晶体管M_1a和M_1b以及电阻器R形成输入级。晶 体管M_2a、M_2b和M₃形成输入级。IN表示输入节点。OUT表示输出节点。关 于此LNA电路的附加信息，请参见：F.Bruccoleri等人的“Wide-Band CMOS  Low-Noise Amplifier Exploiting Thermal Noise Canceling（利用热噪声消去的宽 带CMOS低噪声放大器）”，IEEE固态电路期刊，第39卷第2号第275-282 页，2004年2月。此LNA电路具有以下优点：输入级的噪声和畸变产物（包 括电阻器R的噪声）被显著消去。然而，节点X和Y上的噪声是同相的。为 了达成对此噪声的电压模式噪声消去，采用源极跟随器输出级。晶体管M3的 源极耦合至输出节点OUT。LNA的输出阻抗较低并且增益是有限的。

图4（现有技术）是包括电阻式反馈输入级和源极跟随器输出级的另一常 规单端LNA的示图。电路组件22、23和24形成电阻式反馈输入级。电路组 件25、26和27形成源极跟随器输出级。在此情形中，如在图3的电路的情形 中那样，反馈电阻器23的噪声被显著消去。源极跟随器输出级提供相当有限 的增益。

图5（现有技术）是具有共栅极输入级和两个共源极输出级的LNA的示 图。晶体管M₁和电阻器R₁形成输入级。晶体管M₃、M₅和电阻器R_L形成第 一输出级。晶体管M₄、M₅和电阻器R_L形成第二输出级。该电路具有相对较 高增益的优点并且具有输入级中晶体管M₁的噪声和畸变产物被消去的优点。 然而，缺点是没有消去来自电阻器R₁的噪声。不仅如此，R₁的电阻受可用电 压净空的限制。在共栅极输入放大器的输入端处需要电流源，但是此电流源的 噪声未被消去。不仅如此，由于输入端处的电流源，图5的电路的单端实现是 困难的。关于此LNA电路的附加信息，请参见：C.Liao等人的“A Broadband  Noise-Canceling CMOS LNA for 3.1-10.6-GHz UWB Receivers（用于3.1-10.6 GHz UWB接收机的宽带噪声消去CMOS LNA）”，IEEE固态电路期刊，第 42卷第2号第329-339页，2007年2月。

图6（现有技术）是又一常规LNA的示图。如在图5的LNA的情形中那 样，此LNA包括共栅极输入级。该输入级包含电路组件28、29和30。负载 电阻器30的噪声未被消去。然而，图6的LNA包括互补输出级并具有高增益 的优点。术语互补被用于指示输出级包括P沟道晶体管31和N沟道晶体管32。

尽管图3-6的常规LNA具有如以上所阐述的优点和缺点，但是没有一个 LNA具有小于2dB的低噪声因子、大于20dB的高增益以及低至约50欧姆的 输入阻抗。因此，在考虑了与各种已知LNA电路相关联的优点和缺点之后， 一般作出采用不期望的和昂贵的诸如图1和图2的匹配网络7之类的匹配网络 以达成期望的LNA性能的设计决定。

概述

一种差分低噪声放大器（LNA）包括电阻式反馈放大器的第一级和互补放 大器的第二级，其中第一级的输出端以交叉耦合的方式耦合至第二级的输入 端。感性负载（诸如变压器负载）组合从第二级的互补放大器输出的信号。在 一个示例中，LNA具有小于75欧姆的输入阻抗、小于2dB的噪声因子、和大 于20dB的增益。由于低输入阻抗，因而LNA能用于放大从具有相似低阻抗 的源接收的信号而无需在源的输出端与LNA的输入端之间使用阻抗匹配网 络。

在一个实施例中，差分LNA具有第一LNA输入节点和第二LNA输入节 点。第一电阻式反馈放大器接收来自第一LNA输入节点的第一信号并向第二 互补放大器的第一输入端提供第一信号的经放大版本。第一信号也被提供到第 一互补放大器的第二输入端。第二电阻式反馈放大器接收来自第二LNA输入 节点的第二信号并向第一互补放大器的第一输入端提供第二信号的经放大版 本。第二信号也被提供到第二互补放大器的第二输入端。LNA输入节点上的 第一和第二信号合起来是差分LNA输入信号。来自第一和第二互补放大器的 输出信号被提供到变压器负载的初级绕组的两个相应端子。变压器负载的次级 绕组将差分LNA输出信号提供到一对LNA输出节点。当差分LNA输入信号 具有频率范围从100MHz到2.0GHz的频率时，差分LNA具有小于75欧姆的 输入阻抗、小于2dB的噪声因子、大于20dB的增益。

以上内容是概要，由此必然包含对细节的简化、概况和省略；因此，本领 域的技术人员将能领会此概要仅是说明性的，而绝非意欲任何限制。正如纯由 权利要求书定义的在本文中所描述的设备和/或过程的其他方面、发明性特征、 以及优点将从本文中阐述的非限定性具体说明中变得显而易见。

附图简要说明

图1（现有技术）是采用低噪声放大器（LNA）14的设备的简化框图。

图2（现有技术）是图1的电路中涉及图1的LNA 14的那部分的更为具 体的示图。

图3（现有技术）是具有基于电阻式反馈放大器的输入级和基于源极跟随 器的输出级的第一常规LNA的示图。

图4（现有技术）是具有基于电阻式反馈放大器的输入级和基于源极跟随 器的输出级的第二常规LNA的示图。

图5（现有技术）是具有共栅极输入级和两个共源极输出级的常规LNA 的示图。

图6（现有技术）是具有共栅极输入级和互补输出级的常规LNA的示图。

图7是根据一个新颖方面包括低噪声放大器（LNA）100的示例性系统的 高层框图。

图8是图7的RF收发机集成电路103的更详细的示图。

图9是图8的电路中的接收信号路径的一部分的更详细的示图。

图10是图9的LNA 100的更详细的示图。

图11是表示图3-6的常规LNA和图10的LNA 100的构成的简化的示图。

图12是阐述类型#1、类型#2LNA以及图10的LNA 100的特性的表格。

图13是示出图10的LNA 100在从500MHz到2.0GHz的工作频率范围 上的增益的图表。

图14是示出图10的LNA 100在从500MHz到2.0GHz的工作频率范围 上的噪声因子（NF）的图表。

图15是示出在从500MHz到2.0GHz的工作频率范围上向图10的LNA 100看进去的S11反射系数的图表。

图16是根据一个新颖方面的方法200的流程图。

具体描述

图7是根据一个新颖方面包括低噪声放大器（LNA）100的一个示例性系 统的极简化高层框图。该系统是诸如蜂窝电话之类的移动通信设备101。设备 101（除了未解说的其他部分之外）包括可用于接收和发射蜂窝电话通信的天 线102、RF收发机集成电路103、和数字基带处理器集成电路104。

图8是图7的RF收发机集成电路103的更详细的示图。在对蜂窝电话的 操作的一个非常简化的解释中，如果蜂窝电话正被用于接收作为蜂窝电话谈话 的一部分的信息，则传入的传输105在天线102上被接收。传入的信号通过匹 配网络106、双工器107、带通滤波器108、平衡-不平衡变换器109并且经由 端子110和111进入RF收发机集成电路103。替换地，使用SAW滤波器来达 成BPF 108和平衡-不平衡变换器109的功能。传入的信号由LNA 100放大。 LNA 100是接收链112的一部分。在由正交混频器113下变频之后并且在由基 带滤波器114滤波之后，该信息被传达到数字基带处理器集成电路104以进行 模数转换和在数字域中进一步处理。通过改变由本地振荡器115生成的本地振 荡器信号LO1的频率来控制接收链如何下变频。

另一方面，如果蜂窝电话101正被用于传送作为蜂窝电话谈话的一部分的 信息，则要被传送的音频信息在数字基带处理器集成电路104中被转换成模拟 形式。模拟信息被提供给RF收发机集成电路103的发射链117的基带滤波器 116。在滤波之后，信号由正交混频器118上变频。通过控制由本地振荡器119 生成的本地振荡器信号LO2的频率来调谐和控制上变频过程。结果得到的经 上变频的信号由驱动放大器120放大并且经由端子121从RF收发机集成电路 103输出。信号通过匹配网络122并由外部功率放大器123放大。经放大的信 号通过另一匹配网络124、双工器107和匹配网络106被提供到天线102上以 作为传出的传输125进行传送。接收和发射链的本地振荡器115和119由经由 总线接口126、串行总线127、总线接口128和控制导体129和130接收的控 制信息来控制。控制信息由执行处理器可执行指令集132的处理器131来生成。 这些指令存储在处理器可读介质133中。

图9是图8的电路中的接收信号路径的一部分的更详细的示图。混频器 113是正交混频器并且在图9中以符号形式示出。混频器113接收来自振荡器 115的差分同相（I）信号和差分正交（Q）信号。混频器113经由LNA输出 导体134和135接收差分LNA输出信号。此差分LNA输出信号涉及导体134 上的信号LNAOUTP和导体135上的信号LNAOUTN。LNA 100经由LNA输 入导体136和137接收差分LNA输入信号。此差分LNA输入信号涉及导体 136和端子110上的信号LNAINP并且还涉及导体137和端子111上的信号 LNAINN。虚线138表示RF集成电路103的边界。端子110和111可以例如 是容纳RF收发机集成电路103的集成电路封装的端子。端子110和111可以 例如是RF收发机集成电路103的微凸焊点或接合焊盘。通过端子110和111 以及导体136和137向RF收发机集成电路103看进去的输入阻抗约50欧姆并 且小于75欧姆。第一ESD保护电路186还使导体136负载50fF的电容。导体 139和140是诸如印刷电路板上从平衡-不平衡变换器109延伸至RF收发机集 成电路103的迹线。导体139、端子110和导体136一起形成第一输入节点。 第二ESD保护电路187也使导体137负载50fF的电容。导体140、端子111 和导体137一起形成第二输入节点。在所解说的实施例中，在平衡-不平衡变 换器109与RF收发机集成电路103的端子110和111之间没有匹配网络。因 此避免了与不得不在平衡-不平衡变换器与RF收发机集成电路之间提供诸如 图1和图2的阻抗匹配网络7之类的阻抗匹配网络相关联的制造成本。

图10是图9的LNA 100的更详细的示图。LNA 100包括第一电阻式反馈 反相放大器141、第二电阻式反馈反相放大器142、第一互补输出级放大器143、 第二互补输出级放大器144、感性负载145和偏置电路。偏置电路包括电阻器 150和151、幅值为VREF的参考电压源152、运算放大器153和P沟道晶体 管154。偏置电路设置存在于节点174与175之间的差分输出信号的共模电压。 VREF的幅值被设置或调整以优化LNA的线性性能。

第一反馈反相放大器141包括反馈电阻155和放大器156。第二反馈反相 放大器142包括反馈电阻157和放大器158。反相放大器156和158不需要实 现为互补逻辑门反相器（涉及P沟道上拉和N沟道下拉），而是可按多种方式 实现。反相器符号旨在是反相放大器的一般表示。

第一互补输出级放大器143包括P沟道场效应晶体管159和N沟道场效 应晶体管160。类似地，第二互补输出级放大器144包括P沟道场效应晶体管 161和N沟道场效应晶体管162。此示例中的感性负载145是经调谐的变压器 负载并且包括第一绕组163和第二绕组164。第一绕组163具有第一端子165、 第二端子166和中央抽头端子167。第一绕组163可以例如是在金属化的上层 和层间通孔中实现的集成螺旋金属电感器，以使得绕组163具有2到4匝并且 具有约2nH的电感。偏置电路经由P沟道晶体管154连接至绕组163的中央抽 头端子167。第一电阻式反馈放大器141的输入端168耦合至导体136、端子 110和第一互补输出级放大器143的N沟道晶体管160的栅极。第二电阻式反 馈放大器142的输入端169耦合至导体137、端子111和第二互补输出级放大 器144的N沟道晶体管162的栅极。第一电阻式反馈放大器141的输出端170 经由电容171容性地耦合至第二互补输出级放大器144的P沟道晶体管的栅 极。第二电阻式反馈放大器142的输出端172经由电容173容性地耦合至第一 互补输出级放大器143的P沟道晶体管的栅极。P沟道晶体管159的栅极是第 一互补输出级放大器143的第一输入端并且N沟道晶体管160的栅极是第一互 补输出级放大器143的第二输入端，以及晶体管159和160的漏极处的节点174 是第一互补输出级放大器143的输出端。P沟道晶体管161的栅极是第二互补 输出级放大器144的第一输入端并且N沟道晶体管162的栅极是第二互补输出 级放大器144的第二输入端，以及晶体管161和162的漏极处的节点175是第 二互补输出级放大器144的输出端。变压器负载145的第二绕组164由电容器 176调谐。第二绕组164上的端子177经由电容178容性地耦合至输出导体134。 第二绕组164上的端子179经由电容180容性地耦合至输出导体135。导体181 是电源导体VDD。导体182是接地导体GND。

图11是表示图3-6的常规LNA和图10的LNA 100的构成的简化的示图。 如图11中所解说的，LNA具有亦被称为匹配放大器的输入级183、以及输出 级184。第二级的放大器的输出被相加在一起，如由节点185所表示的。可以 认识到，图3-6的常规LNA可被分成两种一般类型。在第一类型的LNA（此 处被指定为类型#1）中，输入级是共栅极放大器。图6的LNA是此类LNA的 示例。第一级的输出节点之一33上的电压噪声关于第一级的另一输出节点34 上的电压噪声异相。互补输出级可被用于将此类信号相加，由此有效地消去信 号的异相分量。在其中节点33和34上的电压噪声为异相的情形中，这种噪声 由互补输出级消去并且不传递到LNA的输出端。这种类型的LNA可具有高电 压增益，因为输出级的输出阻抗较高。然而，输入级的负载电阻30的进入输 出级的噪声不是异相的。因此，节点33和34上归因于负载电阻30的噪声通 过输出级而未被消去。因此，这种类型的LNA的噪声因子一般而言相对较差。 此类类型#1LNA的特性以简化和概括的形式表示在图12的表中被标记为类型 #1LNA的第一行中。标记为噪声因子的列在对应于类型#1LNA的第一行中包 含“差”条目。此“差”噪声因子是以相对于如以下所解释的其他LNA的噪 声因子的相对术语来给出的。

在第二类型的LNA（此处被指定为类型#2）中，输入级涉及电阻式反馈 放大器。图3的LNA是此类LNA的示例。归因于输入级的电阻R的噪声在第 一级的输出节点X和Y上同相。然而，LNA的输出级是扣除第一级的输出端 上的共模信号的类型。因此，节点X上的电阻器噪声被有效地从节点Y上的 电阻器噪声中扣除。如在图12的第二行中所指示的，类型#2LNA的噪声因子 一般而言相对较好。然而，此类型#2LNA的增益相对较差。在图3的LNA中， 例如，增益较低，因为通过节点OUT向LNA看进去的阻抗较低。输出阻抗较 低，因为晶体管（N沟道晶体管M₃）的源极耦合至节点OUT。

在一个新颖方面，创建并研究图12的表格。可以认识到，对两级LNA中 的输入级的最佳选择是电阻式反馈放大器，因为电阻式反馈放大器给出最佳噪 声因子。还可以认识到，对输出级的最佳选择是互补放大器，因为互补放大器 由于没有晶体管源极被耦合至输出节点的实情而给出最佳增益。然而，如果电 阻式反馈放大器被用作输入级，则第一级的输出节点上的噪声信号将彼此同 相。为了将互补放大器用于第二级，提供给互补输出级的两个输入端的噪声信 号应当异相。因此，如果可以使作为来自第一级的输出的两个信号反相，则提 供给互补放大器第二级的噪声信号将如对互补放大器所要求的那样是异相的 以消去该噪声。还可以认识到，使差分信号反相的一种方式是互换（即，交叉 或交换）构成该差分信号的两个信号。因此，涉及两个电阻式反馈放大器的第 一级被提供为第一差分级。此第一级的输出交叉地进入涉及两个互补放大器的 第二级。使用变压器负载对从这两个互补放大器输出的信号进行加总，以使得 这两个互补放大器形成LNA的作为差分级的第二级。在从第一级输出的信号 进入第二级之前交叉这些信号使得第一级的噪声反相，由此使噪声异相并且由 此允许互补输出级消去该噪声。

以上描述基本上是对LNA 100的操作的简化解释。以上内容是为解说和 指导目的而给出的。更准确的解释涉及认识到如果从第一级的两个电阻式反馈 放大器输出的两个噪声信号完全相关并且具有相等的幅值，则这两个信号可表 现为共模。如果这两个噪声信号是共模的，并且如果此类噪声信号被提供为差 分放大器（诸如涉及两个互补放大器的第二级）的两个输入端的输入，则此类 共模噪声将不会通过差分级。差分放大器由于其本质而仅放大差分信号。差分 放大器的两个输入端上的共模信号将不会通过放大器。然而，如果在第一级中 采用电阻式反馈放大器而它们的输出不被交叉，则从这两个电阻式反馈放大器 输出的噪声将不会相关。通过交叉来自第一级的差分输出，这两个电阻式反馈 放大器的输出的不相关的噪声电压在第二级中被相加。作为此相加的结果，输 出级的两个分支中的（进入变压器负载的）噪声电流是相关的。通过选择互补 放大器中N沟道gm与P沟道gm的适当比率，可以使这两个相关的噪声电流 的幅值相等。当达成此举时，来自第一级的噪声在第二级的输出端处表现为共 模，并且此共模噪声通过变压器负载衰减。

此更准确的解释仍是对一组复杂交互和机制的简化。无论处于工作中的精 确交互和机制的细节如何，LNA 100如所预测的那样被观察具有胜过类型#1 LNA和类型#2LNA的性能，因为对于从500MHz到2GHz的宽频率工作范 围上的工作而言，LNA 100具有小于75欧姆的输入阻抗、小于2dB的噪声因 子和大于20dB的增益。由于达成高增益和低噪声因子两者而同时具有低输入 阻抗的LNA 100，在RF收发机集成电路103的端子110和111与平衡-不平衡 变换器109之间不需要匹配网络。类型#1或类型#2LNA中的任何一者都不能 同时满足所有三个性能参数。

图13是示出图10的LNA 100在从500MHz到2.0GHz的工作频率范围 上的增益的图表。如所解说的，对于400欧姆的反馈电阻RF，增益在此整个 工作频率范围上超过40dB。图14是示出图10的LNA 100在从500MHz到 2.0GHz这一相同工作频率范围上的噪声因子（NF）的图表。如所解说的，对 于400欧姆的反馈电阻RF，噪声因子在此整个工作频率范围上小于5dB。图 15是示出在500MHz到2GHz这一相同工作频率范围上的S11反射系数的图 表。此S11反射系数是对从50欧姆源向LNA 100看进去的反射功率量的度量。 因此，S11反射系数也是对LNA 100的输入阻抗如何良好地匹配50欧姆源的 度量。如所解说的，反射系数在整个500MHz到2GHz频率范围上小于-14dB。 此S11反射系数对应于在整个500MHz到2GHz工作频率范围上小于75欧姆 的输入阻抗。图13-16的图表表示LNA 100在约15mA的电流消耗下的操作。

在LNA 100的噪声因子和LNA 100的输入阻抗之间存在关系。噪声因子 可以增加LNA 100的输入阻抗的代价来减小，从而LNA较差地阻抗匹配50 欧姆源。类似地，可以增加噪声因子的代价来减小LNA 100的输入阻抗以较 佳地匹配50欧姆源。如何作出噪声因子与匹配输入阻抗之间的折衷取决于特 定的应用。不仅如此，LNA 100的带宽可通过改变电容器176的电容来调谐。 在一些实施例中，电容176是电容由数字控制值控制的可变电容器。

图16是方法200的简化流程图。在步骤201中，使用第一电阻式反馈反 相放大器来放大第一LNA输入节点上的第一信号，由此生成被提供到第二互 补输出级放大器的第一输入端的信号。第一信号也被提供到第一互补输出级放 大器的第二输入端。

在步骤202中，使用第二电阻式反馈反相放大器来放大第二LNA输入节 点上的第二信号，由此生成被提供到第一互补输出级放大器的第一输入端的信 号。第二信号也被提供到第二互补输出级放大器的第二输入端。

在步骤203中，在感性负载中组合由第一互补输出级放大器输出的信号和 由第二互补输出级放大器输出的信号。在一个示例中，第一和第二LNA输入 节点上的第一和第二信号一起是差分LNA输入信号。感性负载是具有初级绕 组和次级绕组的变压器负载。差分LNA输出信号从次级绕组的一对端子经由 AC耦合电容器输出到一对相应的LNA输出导体。

尽管以上出于指导目的描述了某些具体实施方式，但本专利文件的教导具 有普遍适用性并且不被限定于以上描述的具体实施方式。在涉及多个接收链的 多模式系统中，采用以上所描述的电路和技术来避免对每一个接收链使用外部 匹配网络具有特别高的效用并且能够导致可观的成本节省。感性负载不必是变 压器，而可以是连接为图10的变压器的第一绕组163的中央抽头的电感器， 除了第二绕组和电容器176不耦合在节点175与174之间之外，以使得节点175 通过电容器178容性地耦合至输出导体134并且节点174通过电容器180容性 地耦合至输出导体135。相应地，可实践对所描述的具体实施方式的各种特征 的各种修改、适应、以及组合而不会脱离所附权利要求书的范围。