具有改进的参考信号设计的第一通信设备和第二通信设备

摘要

本发明涉及一种参考信号设计，所述参考信号设计增加了可以同时传输的参考信号的数量，并提高了信道估计性能。所述设计基于序列集合，所述序列集合包括Q个序列子集，每个序列子集包括A个正交序列，并且来自不同序列子集的任何两个序列是非正交的。第一通信设备(100)从所述序列集合中的序列子集中获得至少一个序列，并基于所述获得的至少一个序列获得至少一个参考信号。所述序列基于常量值Δ

说明书

技术领域

本发明涉及一种具有改进的参考信号设计的第一通信设备和第二通信设备。此外，本发明还涉及对应的方法和计算机程序。

背景技术

探测参考信号(sounding reference signal，SRS)在通信系统中传输，以帮助接收器估计任何发送器-接收器天线端口对的传播信道系数，通常称为信道冲激响应(channel impulse response，CIR)。在蜂窝通信系统中，多个用户设备(user equipment，UE)连接到公共基站(base station，BS)设备，SRS通常表示从UE发送到BS的信号，即在上行链路(uplink，UL)上传输的信号。相同类型的信号(虽然有时命名不同，例如信道状态信息参考信号和解调参考信号，旨在缓解UE接收器中的CIR估计)从BS发送到UE，即，在下行链路(downlink，DL)上传输。

在时分双工(time-division duplex，TDD)模式下工作的蜂窝通信系统是在如下假设下设计的：对于每个UE，UL和DL传播信道是相同的，即保持信道互易性。在这些系统中，SRS在UL上传输，并在BS中用于估计UL CIR。在每个BS的接收天线端口上，这种UL CIR估计的应用之一是将其解释为该天线端口的DL CIR估计，然后使用一组这种DL CIR估计来计算每个DL发送天线端口的系数。这种系数的集合通常称为预编码矢量/矩阵。

这种DL预编码矢量/矩阵计算在大规模多输入多输出(massive multiple-inputmultiple-output，mMIMO)系统中尤为重要，其特征在于大量BS发送/接收天线端口，以及一个或几个UE发送/接收天线端口。TDD mMIMO的UL相对DL SRS传输的主要优点是，对于每个BS天线端口，不需要从UE到BS的信道状态信息(channel state information，CSI)反馈。此外，CSI反馈的格式和容量必须在通信标准中准确定义，以确保不同UE和BS供应商的兼容性，CSI反馈将强加DL mMIMO预编码器的标准限制分辨率，否则，即，通过UL SRS传输，仅受每个单独设备供应商的实施能力限制。另外，当小区内存在中等至大量mMIMO天线端口(例如64个及以上)和少量至中等数量(例如最多30个)的并发mMIMO用户时，UL SRS需要的时频资源较少。

上述mMIMO预编码过程具有一些可能的错误来源。UE以一定周期周期性地发送其SRS。DL数据的mMIMO预编码器应与DL数据所经历的DL CIR匹配。在UL SRS传输与DL数据传输之间的时间间隔内，信道可能会因UE移动性而变化，导致UL SRS和DL数据所经历的CIR不匹配。当时间间隔较大和/或UE移动性较高时，这种不匹配更加明显。为了保证基于UL信道估计的DL数据的高效传输，信道估计误差和信道失配应尽可能低。

发明内容

本发明的实施例的目的是提供一种方案，用来减少或解决传统方案的缺点和问题。

上述和其它目的是通过独立权利要求的主题来实现的。从属权利要求中提供了本发明的其它有利实施例。

根据本发明的第一方面，通过用于无线通信系统的第一通信设备实现上述和其它目的，所述第一通信设备用于：

从序列集合中具有索引q的序列子集中获得至少一个序列，其中，所述序列集合包括Q个序列子集，每个序列子集包括A个正交序列，其中，来自不同序列子集的任何两个序列是非正交的；

将所述序列子集中的所述序列映射到子载波集合中的子载波子集上，以获得频域上的序列，其中，所述子载波集合被划分为t个子带；

基于常量值Δ

对所述频域上的所述相位旋转序列进行傅里叶逆变换，以获得时域信号；

将所述时域信号发送到第二通信设备。

根据第一方面的第一通信设备的优点是，由这种第一通信设备生成的时域信号在其周期自相关函数中可以具有零自相关区(zero auto-correlation zone，ZAZ)，其中，ZAZ的长度取决于子载波集合中的子带数量t，或者等效地，ZAZ的时间跨度取决于t个子带中每个子带的带宽。当生成的时域信号通过其CIR的长度(或时间跨度)不长于ZAZ的长度(或时间跨度)的传播信道发送并到达第二通信设备时，时域信号所经历的传播信道的CIR可以在第二通信设备上估计，而不受到来自自身的干扰，即，CIR中的任何信道抽头都可以在没有来自任何其它信道抽头的干扰的情况下被解析。然后，估计的CIR可以通过离散傅里叶变换(discrete Fourier transform，DFT)转换到频域，以获得每个子载波和每个接收天线端口处的估计信道系数，用于后续的DL数据传输。

根据第一方面的第一通信设备的另一个优点是，当相同或不同的第一通信设备基于来自序列集合中具有索引q的相同序列子集的不同序列生成多个这种时域信号时，在这些时域信号中的任何两个时域信号之间的周期互相关函数中可以存在零互相关区(zerocross-correlation zone，ZCCZ)，其中，ZCCZ的长度取决于子载波集合中的子带数量t，或者等效地，ZCCZ的时间跨度取决于t个子带中的每个子带的带宽。当这些生成的时域信号中的每一个时域信号通过其CIR的长度(或时间跨度)不长于上述ZCCZ的长度(或时间跨度)的传播信道发送，并且它们同时到达相同的第二通信设备时，例如，通过基于来自第二通信设备的反馈在每个第一通信设备处采用时间提前量(timing advance，TA)机制，这些时域信号中的每一个时域信号所经历的传播信道的CIR可以在第二通信设备上估计，而不会受到彼此的干扰。然后，估计的CIR可以通过DFT转换到频域，以获得每个子载波和每个接收天线端口处的估计信道系数，用于后续的DL数据传输。

根据第一方面的第一通信设备的第三优点是，当例如由不同的第一通信设备基于来自序列集合中不同序列子集的不同序列生成多个这种时域信号时，在这些时域信号中的任何两个时域信号之间的周期互相关函数中可以有ZCCZ，其中，ZCCZ的长度取决于子载波集合中的子带数量t、它们对应的所属序列子集的索引q和它们对应的常量值Δ

在根据第一方面的第一通信设备的一种实现方式中，所述子载波子集中的子载波数量等于所述序列的长度，并且，将所述序列映射到子载波集合中的子载波子集上包括：

将所述序列的每个元素映射到所述子载波子集中的每个子载波上。

序列的每个元素可以按升序或降序映射到子载波子集中的每个子载波上。例如，序列的第k个元素可以映射到子载波子集中的第k个子载波上，其中，k＝0、1、2等等，并且子载波子集中的子载波可以从最低频率索引到最高频率，或从最高频率索引到最低频率。

这种实现方式的优点是，序列的所有元素都可以精确地映射在子载波子集上，即序列中没有未映射的元素，子载波子集中没有未使用的子载波。序列的元素按升序或降序映射到子载波子集上也保证了所生成的时域信号的上述ZAZ和ZCCZ属性。

在根据第一方面的第一通信设备的一种实现方式中，所述子载波子集包括所述t个子带中的每个子带中的A

这种实现方式的优点是，A

在根据第一方面的第一通信设备的一种实现方式中，每个子带中的A

这种实现方式的优点是，它可以满足一定的频谱约束，例如，当子载波子集需要属于被划分为多个交织的子载波集合中的一个或几个连续的交织时，其中，交织包括多个等距位置的资源块，每个资源块由多个(例如12)连续子载波组成。通过这种方式，对应生成的时域信号可以与基于其余交织生成的一些其它时域信号进行频分复用(frequencydivision multiplex，FDM)，并在第二通信设备上同时接收，而不相互干扰。

在根据第一方面的第一通信设备的一种实现方式中，每个子带中的A

这种实现方式的优点是，它为子载波集合中子载波子集的分布提供了更多的灵活性。通过支持非连续分布，A

在根据第一方面的第一通信设备的一种实现方式中，每个子带中的A

这种实现方式的优点是，A

在根据第一方面的第一通信设备的一种实现方式中，每个子带中的A

这种实现方式的优点是，它为子载波集合中子载波子集的分布提供了更多的灵活性。通过支持非均匀分布，A

在根据第一方面的第一通信设备的一种实现方式中，所述常量值Δ

其中，

这种实现方式的优点是，它最大限度地提高了基于序列集合中不同序列子集的序列生成的任何两个时域信号之间的周期互相关函数中ZCCZ的最小长度/时间跨度。基于来自序列集合中不同序列子集的序列生成的任何两个时域信号的最小ZCCZ长度/时间跨度大约可以为基于来自序列集合中相同序列子集的序列生成的两个时域信号的ZCCZ长度/时间跨度的1/Q。当对应的两个时域信号被发送并同步到达第二通信设备时，该最大化的最小ZCCZ长度/时间跨度将对CIR估计的不利干扰影响降至最低。

在根据第一方面的第一通信设备的一种实现方式中，所述第一通信设备还用于：

从所述第二通信设备获得控制消息，所述控制消息包括指示所述序列的至少一个参数，其中，

所述控制消息包括指示所述通信系统的序列超集中所述序列的索引的第一参数，

所述控制消息包括指示所述通信系统的序列超集中所述序列集合的索引的第一参数和指示所述序列集合中所述序列的索引的第二参数，或者

所述控制消息包括指示所述通信系统的序列超集中所述序列集合的索引的第一参数、指示所述序列集合中所述序列子集的索引的第二参数以及指示所述序列子集中所述序列的索引的第三参数；以及

基于所述控制消息获得所述序列。

该实现方式的优点是，相同或不同的第一通信设备可以由第二通信设备分配不同的序列，使得这些第一通信设备可以生成并同时发送具有所需ZAZ和/或ZCCZ属性的不同时域信号，以避免/缓解当在第二通信设备处估计不同时域信号对应经历的传播信道的CIR时，彼此之间的干扰。序列索引的信令可以以高效和灵活的方式完成。例如，在第一通信设备只需要获得一个序列的情况下，与控制消息包括第一参数、第二参数和第三参数的场景相比，通过让控制消息仅包括第一参数，或第一参数和第二参数，可以实现较低的信令开销。在第一通信设备需要从不同的天线端口获得多个序列进行传输的情况下，与控制消息仅包括第一参数的场景相比，通过让控制消息包括第一参数和第二参数，或第一参数、第二参数和第三参数，可以实现较低的信令开销。信令开销减少是通过限制这些序列来自相同的序列集合，或甚至相同的序列子集，使得这些序列共享序列集合的公共索引和/或相同序列集合中序列子集的公共索引来实现的。

在根据第一方面的第一通信设备的一种实现方式中，所述时域信号为参考信号。

这种实现方式的优点是，当生成的时域信号由第一通信设备发送时，它在第二通信设备处是预先已知的。在接收时，第二通信设备因此可以将该生成的时域信号视为参考信号，并基于接收到的时域信号执行参考信号的功能，例如信道估计。

在根据第一方面的第一通信设备的一种实现方式中，获得至少一个序列包括：

获得两个或多个序列，其中，所述两个或多个序列来自同一序列子集。

这种实现方式的优点是，基于来自序列集合中相同序列子集的两个或多个序列生成的两个或多个时域信号可以在它们之间维持ZCCZ，该ZCCZ的长度/时间跨度可以与这些时域信号的ZAZ的长度/时间跨度一样长。当这两个或多个时域信号从第一通信设备的不同天线端口同时发送并同时到达第二通信设备时，这些时域信号中的每一个时域信号所经历的传播信道的CIR可以在第二通信设备上估计，而不会受到彼此的干扰，前提是这些CIR的长度/时间跨度不长于上述维持的ZCCZ的长度/时间跨度。此外，从同一序列子集中选择两个或多个序列可以减少信令开销，因为这两个或多个序列的信令可以共享序列子集的公共索引和序列集合的公共索引。

根据本发明的第二方面，通过用于通信系统的第二通信设备实现上述和其它目的，所述第二通信设备用于：

从所述第一通信设备接收无线信道中的时域信号，其中，接收到的时域信号与序列相关联；

对所述接收到的时域信号进行傅里叶变换，以获得所述接收到的时域信号的频域上的序列；

从包括Q个序列子集的序列集合中具有索引q的序列子集中获得至少一个本地序列，每个序列子集包括A个正交序列，其中，来自不同序列子集的任何两个序列是非正交的；

将所述本地序列映射到子载波集合中的子载波子集上，以获得所述频域上的所述本地序列，其中，所述子载波集合被划分为t个子带；

基于常量值Δ

基于所述频域上的所述相位旋转的本地序列和所述接收到的时域信号的所述频域上的所述序列估计所述无线信道。

接收到的时域信号与序列相关联可以表示接收到的时域信号包括与序列相关联的至少一个时域信号，其中，接收到的时域信号中包括的时域信号是基于第一通信设备处的序列生成并从第一通信设备发送的。

本地序列可以理解为在第二通信设备中本地获得，并且不是第二通信设备(例如从第一通信设备)接收的序列。

估计所述无线信道可以包括估计时域中的信道冲激响应和/或频域中的子载波集合中的全部或一部分子载波的信道系数。

根据第二方面的第二通信设备的优点是，第二通信设备可以高效准确地估计从第一通信设备发送的时域信号所经历的传播信道。例如，当接收到的时域信号包括第一通信设备发送的、基于与在第二通信设备处获得的本地序列相同的序列生成的时域信号时，可以执行基于匹配滤波的信道估计，以获得接收到的时域信号中包括的发送的时域信号所经历的传播信道的估计CIR。

在一种实现方式中，接收到的时域信号中包括的、由第一通信设备发送的时域信号所经历的传播信道的CIR长度/时间跨度不长于在发送的时域信号的周期自相关函数中ZAZ的CIR长度/时间跨度，其中，ZAZ的长度取决于子载波集合中的子带数量t，或者等效地，ZAZ的时间跨度取决于t个子带中每个子带的带宽。在这种情况下，这种CIR可以在第二通信设备上估计而不受到来自自身的干扰，即，CIR中的任何信道抽头都可以在没有来自任何其它信道抽头的干扰的情况下被解析。然后，估计的CIR可以通过DFT转换到频域，以获得每个子载波和每个接收天线端口处的估计信道系数，用于后续的DL数据传输。

在另一种实现方式中，接收到的时域信号包括由相同或不同的第一通信设备发送的、基于来自序列集合中具有索引q的相同序列子集的不同序列生成的多个时域信号，并同时到达第二通信设备，例如，通过基于来自第二通信设备的反馈在每个第一通信设备处采用TA机制。此外，在这些时域信号中的任何两个时域信号之间的周期互相关函数中存在ZCCZ，其中，ZCCZ的长度取决于子载波集合中的子带数量t，或者等效地，ZCCZ的时间跨度取决于t个子带中每个子带的带宽。在这种情况下，当这些发送的时域信号中的每一个时域信号所经历的传播信道的CIR长度/时间跨度不长于上述ZCCZ的CIR长度/时间跨度时，这些时域信号中的每一个时域信号所经历的传播信道的CIR可以在第二通信设备上估计，而不会受到彼此的干扰。然后，估计的CIR可以通过DFT转换到频域，以获得每个子载波和每个接收天线端口处的估计信道系数，用于后续的DL数据传输。

在第三种实现方式中，接收到的时域信号包括由不同的第一通信设备发送的、基于来自序列集合中不同序列子集的序列生成的多个时域信号，并同时到达第二通信设备，例如，通过基于来自第二通信设备的反馈在每个第一通信设备处采用TA机制。此外，在这些时域信号中的任何两个时域信号之间的周期互相关函数中存在ZCCZ，其中，ZCCZ的长度取决于子载波集合中的子带数量t、它们对应的所属序列子集的索引q和它们对应的常量值Δ

在根据第二方面的第二通信设备的一种实现方式中，所述子载波子集中的子载波数量等于所述序列的长度，并且，将所述序列映射到子载波集合中的子载波子集上包括：

将所述序列的每个元素映射到所述子载波子集中的每个子载波上。

序列的每个元素可以按升序或降序映射到子载波子集中的每个子载波上。例如，序列的第k个元素可以映射到子载波子集中的第k个子载波上，其中，k＝0、1、2等等，并且子载波子集中的子载波可以从最低频率索引到最高频率，或从最高频率索引到最低频率。

这种实现方式的优点是，序列的所有元素都可以精确地映射到子载波子集上，即序列中没有未映射的元素，子载波子集中没有未使用的子载波。序列的元素按升序或降序映射到子载波子集上也保证了所生成的时域信号的上述ZAZ和ZCCZ属性。

在根据第二方面的第二通信设备的一种实现方式中，所述子载波子集包括所述t个子带中的每个子带中的A

这种实现方式的优点是，A

在根据第二方面的第二通信设备的一种实现方式中，每个子带中的A

这种实现方式的优点是，它可以满足一定的频谱约束，例如，当子载波子集需要属于被划分为多个交织的子载波集合中的一个或几个连续的交织时，其中，交织包括多个等距位置的资源块，每个资源块由多个(例如12)连续子载波组成。通过这种方式，对应生成的时域信号可以与基于其余交织生成的一些其它时域信号进行FDM，并在第二通信设备上同时接收，而不相互干扰。

在根据第二方面的第二通信设备的一种实现方式中，每个子带中的A

这种实现方式的优点是，它为子载波集合中子载波子集的分布提供了更多的灵活性。通过支持非连续分布，A

在根据第二方面的第二通信设备的一种实现方式中，每个子带中的A

这种实现方式的优点是，A

在根据第二方面的第二通信设备的一种实现方式中，每个子带中的A

这种实现方式的优点是，它为子载波集合中子载波子集的分布提供了更多的灵活性。通过支持非均匀分布，A

在根据第二方面的第二通信设备的一种实现方式中，所述常量值Δ

其中，

这种实现方式的优点是，它最大限度地提高了基于序列集合中不同序列子集的序列生成的任何两个时域信号之间的周期互相关函数中ZCCZ的最小长度/时间跨度。基于来自序列集合中不同序列子集的序列生成的任何两个时域信号的最小ZCCZ长度/时间跨度大约可以为基于来自序列集合中相同序列子集的序列生成的两个时域信号的ZCCZ长度/时间跨度的1/Q。当对应的两个时域信号被发送并同步到达第二通信设备时，该最大化的最小ZCCZ长度/时间跨度将对CIR估计的不利干扰影响降至最低。

在根据第二方面的第二通信设备的一种实现方式中，所述第二通信设备还用于：

向第一通信设备提供控制消息，所述控制消息包括指示所述序列的至少一个参数，其中，

所述控制消息包括指示所述通信系统的序列超集中所述序列的索引的第一参数，

所述控制消息包括指示所述通信系统的序列超集中所述序列集合的索引的第一参数和指示所述序列集合中所述序列的索引的第二参数，或者

所述控制消息包括指示所述通信系统的序列超集中所述序列集合的索引的第一参数、指示所述序列集合中所述序列子集的索引的第二参数以及指示所述序列子集中所述序列的索引的第三参数。

这种实现方式的优点是，第二通信设备可以将不同的序列分配给相同或不同的第一通信设备，使得它可以从具有所需ZAZ和/或ZCCZ属性的相同或不同的第一通信设备接收不同的时域信号，以避免/缓解在估计其对应经历的传播信道的CIR时彼此之间出现干扰。序列索引的信令可以以高效和灵活的方式完成。例如，在第二通信设备需要向第一通信设备发送信号以仅获得一个序列的情况下，与控制消息包括第一参数、第二参数和第三参数的场景相比，通过让控制消息仅包括第一参数，或第一参数和第二参数，可以实现较低的信令开销。在第二通信设备需要向第一通信设备发送信号以从不同的天线端口获得多个序列进行传输的情况下，与控制消息仅包括第一参数的场景相比，通过让控制消息包括第一参数和第二参数，或第一参数、第二参数和第三参数，可以实现较低的信令开销。信令开销减少是通过限制这些序列来自相同的序列集合，或甚至相同的序列子集，使得这些序列共享序列集合的公共索引和/或相同序列集合中序列子集的公共索引来实现的。

在根据第二方面的第二通信设备的一种实现方式中，所述时域信号为参考信号。

这种实现方式的优点是，第二通信设备预先知道将从一个或多个第一通信设备发送的一个或多个时域信号，并包括在接收到的时域信号中。在这种情况下，第二通信设备可以将接收到的时域信号中包括的每个发送的时域信号视为参考信号，并基于接收到的时域信号执行参考信号的功能，例如信道估计。

在根据第二方面的第二通信设备的一种实现方式中，向第一通信设备提供控制消息包括：

向第一通信设备提供控制消息，以指示两个或多个序列，其中，所述两个或多个序列来自同一序列子集。

这种实现方式的优点是，根据控制消息，在第一通信设备处生成的两个或多个时域信号基于来自序列集合中相同序列子集的两个或多个序列，可以在它们之间维持ZCCZ，该ZCCZ的长度/时间跨度可以与这些时域信号的ZAZ的长度/时间跨度一样长。当这两个或多个时域信号从第一通信设备的不同天线端口同时发送并同时到达第二通信设备时，这些时域信号中的每一个时域信号所经历的传播信道的CIR可以在第二通信设备上估计，而不会受到彼此的干扰，前提是这些CIR的长度/时间跨度不长于上述维持的ZCCZ的长度/时间跨度。此外，从第一通信设备的同一序列子集中选择两个或多个序列可以减少信令开销，因为这两个或多个序列的信令可以共享序列子集的公共索引和序列集合的公共索引。

根据本发明的第三方面，通过用于第一通信设备的方法实现上述和其它目的，所述方法包括：

从序列集合中具有索引q的序列子集中获得至少一个序列，其中，所述序列集合包括Q个序列子集，每个序列子集包括A个正交序列，其中，来自不同序列子集的任何两个序列是非正交的；

将所述序列子集中的所述序列映射到子载波集合中的子载波子集上，以获得频域上的序列，其中，所述子载波集合被划分为t个子带；

基于常量值Δ

对所述频域上的所述相位旋转序列进行傅里叶逆变换，以获得时域信号；以及

将所述时域信号发送到第二通信设备。

根据第三方面的方法可以扩展为与根据第一方面的第一通信设备的实现方式对应的实现方式。因此，所述方法的一种实现方式包括所述第一通信设备的对应实现方式的特征。

根据第三方面的方法的优点与根据第一方面的第一通信设备的对应实现方式的优点相同。

根据本发明的第四方面，通过用于第二通信设备的方法实现上述和其它目的，所述方法包括：

从所述第一通信设备接收无线信道中的时域信号，其中，接收到的时域信号与序列相关联；

对所述接收到的时域信号进行傅里叶变换，以获得所述接收到的时域信号的频域上的序列；

从包括Q个序列子集的序列集合中的具有索引q的序列子集中获得至少一个本地序列，每个序列子集包括A个正交序列，其中，来自不同序列子集的任何两个序列是非正交的；

将所述本地序列映射到子载波集合中的子载波子集上，以获得所述频域上的所述本地序列，其中，所述子载波集合被划分为t个子带；

基于常量值Δ

基于所述频域上的所述相位旋转的本地序列和所述接收到的时域信号的所述频域上的所述序列估计所述无线信道。

根据第四方面的方法可以扩展为与根据第二方面的第二通信设备的实现方式对应的实现方式。因此，所述方法的一种实现方式包括所述第二通信设备的对应实现方式的特征。

根据第四方面的方法的优点与根据第二方面的第二通信设备的对应实现方式的优点相同。

根据本发明的第五方面，通过用于通信系统的第一通信设备实现上述和其它目的，所述第一通信设备用于：

从包括Q个序列子集的序列集合中具有索引q的序列子集中获得至少一个序列，每个序列子集包括A个正交序列，其中，来自不同序列子集的任何两个序列是非正交的；

将所述序列映射到子载波集合中的子载波子集上，以获得所述频域上的序列，其中，所述子载波集合被划分为t个子带；

对所述频域上的所述序列进行傅里叶逆变换，以获得时域信号；

基于常量值Δ

将所述循环移位的时域信号发送到第二通信设备。

根据本发明的第六方面，通过用于通信系统的第一通信设备实现上述和其它目的，所述第一通信设备用于：

从包括Q个序列子集的序列集合中具有索引q的序列子集中获得至少一个序列，序列集合中的每个序列子集包括A个正交序列，其中，当每第q个序列子集基于常量值Δ

将所述序列映射到子载波集合中的子载波子集上，以获得所述频域上的序列，其中，所述子载波集合被划分为t个子带；

其中，常量值Δ

对所述频域上的所述序列进行傅里叶逆变换，以获得时域信号；以及

将所述时域信号发送到第二通信设备。

根据第五或第六方面的第一通信设备可以扩展为与根据第一方面的第一通信设备的实现方式对应的实现方式。因此，根据第五或第六方面的第一通信设备的实现方式可以包括根据第一方面的第一通信设备的对应实现方式的特征。

根据第五或第六方面的第一通信设备的优点与根据第一方面的第一通信设备的对应实现方式的优点相同。

根据本发明的第七方面，通过用于通信系统的第二通信设备实现上述和其它目的，所述第二通信设备用于：

从所述第一通信设备接收无线信道中的时域信号，其中，接收到的时域信号包括与序列相关联的至少一个时域信号；

从包括Q个序列子集的序列集合中具有索引q的序列子集中获得至少一个本地序列，每个序列子集包括A个正交序列，其中，来自不同序列子集的任何两个序列是非正交的；

将所述本地序列映射到子载波集合中的子载波子集上，以获得所述频域上的所述本地序列，其中，所述子载波集合被划分为t个子带；

基于常量值Δ

对所述频域上的所述相位旋转的本地序列进行傅里叶逆变换，以获得本地时域信号；以及

基于所述接收到的时域信号和所述本地时域信号估计所述无线信道。

根据本发明的第八方面，通过用于通信系统的第二通信设备实现上述和其它目的，所述第二通信设备用于：

从所述第一通信设备接收无线信道中的时域信号，其中，接收到的时域信号包括与序列相关联的至少一个时域信号；

从包括Q个序列子集的序列集合中具有索引q的序列子集中获得至少一个本地序列，每个序列子集包括A个正交序列，其中，来自不同序列子集的任何两个序列是非正交的；

将所述本地序列映射到子载波集合中的子载波子集上，以获得所述频域上的所述本地序列，其中，所述子载波集合被划分为t个子带；

对所述频域上的所述本地序列进行傅里叶逆变换，以获得本地时域信号；

基于常量值Δ

基于所述接收到的时域信号和所述循环移位的本地时域信号估计所述无线信道。

根据本发明的第九方面，通过用于通信系统的第二通信设备实现上述和其它目的，所述第二通信设备用于：

从所述第一通信设备接收无线信道中的时域信号，其中，所述接收到的时域信号包括与序列相关联的至少一个时域信号；

从包括Q个序列子集的序列集合中具有索引q的序列子集中获得至少一个本地序列，序列集合中的每个序列子集包括A个正交序列，其中，当每第q个序列子集基于常量值Δ

将所述本地序列映射到子载波集合中的子载波子集上，以获得所述频域上的所述本地序列，其中，所述子载波集合被划分为t个子带；

其中，常量值Δ

对所述频域上的所述本地序列进行傅里叶逆变换，以获得本地时域信号；以及

基于所述接收到的时域信号和所述本地时域信号估计所述无线信道。

根据本发明的第十方面，通过用于通信系统的第二通信设备实现上述和其它目的，所述第二通信设备用于：

从所述第一通信设备接收无线信道中的时域信号，其中，所述接收到的时域信号包括与序列相关联的至少一个时域信号；

对所述接收到的时域信号进行傅里叶变换，以获得所述接收到的时域信号的频域上的序列；

从包括Q个序列子集的序列集合中具有索引q的序列子集中获得至少一个本地序列，序列集合中的每个序列子集包括A个正交序列，其中，当每第q个序列子集基于常量值Δ

将所述本地序列映射到子载波集合中的子载波子集上，以获得所述频域上的所述本地序列，其中，所述子载波集合被划分为t个子带；

其中，常量值Δ

基于所述频域上的所述本地序列和所述接收到的时域信号的所述频域上的所述序列估计所述无线信道。

根据第七、第八、第九或第十方面的第二通信设备可以扩展为与根据第二方面的第二通信设备的实现方式对应的实现方式。因此，根据第七、第八、第九或第十方面的第二通信设备的实现方式可以包括根据第二方面的第二通信设备的对应实现方式的特征。

根据第七、第八、第九或第十方面的第二通信设备的优点与根据第二方面的第二通信设备的对应实现方式的优点相同。

根据本发明的第十一方面，通过用于第一通信设备的方法实现上述和其它目的，所述方法包括：

从包括Q个序列子集的序列集合中具有索引q的序列子集中获得至少一个序列，每个序列子集包括A个正交序列，其中，来自不同序列子集的任何两个序列是非正交的；

将所述序列映射到子载波集合中的子载波子集上，以获得所述频域上的序列，其中，所述子载波集合被划分为t个子带；

对所述频域上的所述序列进行傅里叶逆变换，以获得时域信号；

基于常量值Δ

将所述循环移位的时域信号发送到第二通信设备。

根据本发明的第十二方面，通过用于第一通信设备的方法实现上述和其它目的，所述方法包括：

从包括Q个序列子集的序列集合中具有索引q的序列子集中获得至少一个序列，序列集合中的每个序列子集包括A个正交序列，其中，当每第q个序列子集基于常量值Δ

将所述序列映射到子载波集合中的子载波子集上，以获得所述频域上的序列，其中，所述子载波集合被划分为t个子带；

其中，常量值Δ

对所述频域上的所述序列进行傅里叶逆变换，以获得时域信号；以及

将所述时域信号发送到第二通信设备。

根据第十一或第十二方面的方法可以分别扩展为与根据第五或第六方面的第一通信设备的实现方式对应的实现方式。因此，所述方法的一种实现方式包括所述第一通信设备的对应实现方式的特征。

根据第十一或第十二方面的方法的优点分别与根据第五或第六方面的第一通信设备的对应实现方式的优点相同。

根据本发明的第十三方面，通过用于第二通信设备的方法实现上述和其它目的，所述方法包括：

从所述第一通信设备接收无线信道中的时域信号，其中，接收到的时域信号包括与序列相关联的至少一个时域信号；

从包括Q个序列子集的序列集合中具有索引q的序列子集中获得至少一个本地序列，每个序列子集包括A个正交序列，其中，来自不同序列子集的任何两个序列是非正交的；

将所述本地序列映射到子载波集合中的子载波子集上，以获得所述频域上的所述本地序列，其中，所述子载波集合被划分为t个子带；

基于常量值Δ

对所述频域上的所述相位旋转的本地序列进行傅里叶逆变换，以获得本地时域信号；以及

基于所述接收到的时域信号和所述本地时域信号估计所述无线信道。

根据本发明的第十四方面，通过用于第二通信设备的方法实现上述和其它目的，所述方法包括：

从所述第一通信设备接收无线信道中的时域信号，其中，所述接收到的时域信号包括与序列相关联的至少一个时域信号；

从包括Q个序列子集的序列集合中具有索引q的序列子集中获得至少一个本地序列，每个序列子集包括A个正交序列，其中，来自不同序列子集的任何两个序列是非正交的；

将所述本地序列映射到子载波集合中的子载波子集上，以获得所述频域上的所述本地序列，其中，所述子载波集合被划分为t个子带；

对所述频域上的所述本地序列进行傅里叶逆变换，以获得本地时域信号；

基于常量值Δ

基于所述接收到的时域信号和所述循环移位的本地时域信号估计所述无线信道。

根据本发明的第十五方面，通过用于第二通信设备的方法实现上述和其它目的，所述方法包括：

从所述第一通信设备接收无线信道中的时域信号，其中，接收到的时域信号包括与序列相关联的至少一个时域信号；

从包括Q个序列子集的序列集合中具有索引q的序列子集中获得至少一个本地序列，序列集合中的每个序列子集包括A个正交序列，其中，当每第q个序列子集基于常量值Δ

将所述本地序列映射到子载波集合中的子载波子集上，以获得所述频域上的所述本地序列，其中，所述子载波集合被划分为t个子带；

其中，常量值Δ

对所述频域上的所述本地序列进行傅里叶逆变换，以获得本地时域信号；以及

基于所述接收到的时域信号和所述本地时域信号估计所述无线信道。

根据本发明的第十六方面，通过用于第二通信设备的方法实现上述和其它目的，所述方法包括：

从所述第一通信设备接收无线信道中的时域信号，其中，接收到的时域信号包括与序列相关联的至少一个时域信号；

对所述接收到的时域信号进行傅里叶变换，以获得所述接收到的时域信号的频域上的序列；

从包括Q个序列子集的序列集合中具有索引q的序列子集中获得至少一个本地序列，序列集合中的每个序列子集包括A个正交序列，其中，当每第q个序列子集基于常量值Δ

将所述本地序列映射到子载波集合中的子载波子集上，以获得所述频域上的所述本地序列，其中，所述子载波集合被划分为t个子带；

其中，常量值Δ

基于所述频域上的所述本地序列和所述接收到的时域信号的所述频域上的所述序列估计所述无线信道。

根据第十三、第十四、第十五或第十六方面的方法可以分别扩展为与根据第七、第八、第九和第十方面的第二通信设备的实现方式对应的实现方式。因此，所述方法的一种实现方式包括所述第二通信设备的对应实现方式的特征。

根据第十三、第十四、第十五或第十六方面的方法的优点分别与根据第七、第八、第九和第十方面的第二通信设备的对应实现方式的优点相同。

本发明还涉及一种计算机程序，其特征在于程序代码，当由至少一个处理器运行时，使所述至少一个处理器执行本发明的实施例提供的任一种方法。此外，本发明还涉及一种计算机程序产品，包括计算机可读介质和所述计算机程序，其中，所述计算机程序包括在所述计算机可读介质中，并且包括以下组中的一个或多个：只读存储器(read-onlymemory，ROM)、可编程ROM(programmable ROM，PROM)、可擦除PROM(erasable PROM，EPROM)、闪存、电EPROM(electrically EPROM，EEPROM)和硬盘驱动器。

本发明的实施例的其它应用和优点将从以下详细描述中显而易见。

附图说明

附图意在阐明和阐释本发明的不同示例，其中：

图1示出了本发明的示例提供的第一通信设备；

图2示出了本发明的示例提供的用于第一通信设备的方法；

图3示出了本发明的示例提供的第二通信设备；

图4示出了本发明的示例提供的用于第二通信设备的方法；

图5示出了本发明的示例提供的无线通信系统；

图6示出了本发明的示例提供的第一通信设备与第二通信设备之间的信令；

图7示出了本发明的示例提供的用于获得SRS集合的方法；

图8a至图8b示出了本发明的示例提供的在存在干扰CIR的情况下对目标CIR的估计；

图9示出了模拟系统的示图；以及

图10示出了不同SRS方案的下行数据传输的性能。

具体实施方式

基于SRS传输的传播CIR估计是基于接收器中接收信号与参考信号的周期互相关。参考信号s

在发送器上，SRS由等于SRS的最后D≤N个样本、D个样本的前导信号s

接收信号r(k)是发送信号(级联CP和SRS)与传播信道冲激响应h(l)(l＝0、1、……、C–1)的卷积。如果CP长度使得D≥C–1，则接收到的SRS信号的样本可以被重写为{s(k)}与{h(l)}之间的循环卷积，即，

SRS的传输基于来自接收器的反馈，通过发送器处的TA机制与接收器的时序同步，以便SRS的最早接收副本的到达时间(time of arrival，TOA)与匹配滤波器中相关的N个接收信号样本的第一块中的第一样本(r(0))的位置对应。这表示匹配滤波器总是以延迟p＝0开始其操作。

因此，匹配滤波器的操作可以描述为计算参考信号s

其中，θ

现在假设SRS的周期自相关函数θ

使得

C–1≤D

从(2)-(4)可以看出

如果多个SRS并行传输，上述TA机制将使得在BS处这些SRS的最早接收副本的TOA对齐。在这种情况下，预计一个SRS的匹配滤波器输出处的CIR估计不会受到任何其它并发传输的SRS的干扰。如上所述，使r(k)表示来自一个SRS(例如s

假设两个SRS的周期互相关函数

使得

C–1≤D

从(6)-(8)可以看出

因此，只要检测时间窗口D

D

其中，D

然后，估计的CIR通过DFT转换到频域，以获得每个子载波和每个BS天线处的估计信道系数，用于后续的DL数据传输。

在第一种传统方案中，提出了一类“半完美”二进制序列作为具有BPSK、MSK型、QPSK和偏移QPSK调制的GSM移动通信系统中CIR估计的中间码序列。所提出的半完美序列可以具有任何长度的形式N＝2

在第二种传统方案中，SRS基于OFDM调制构建为由频率为常量的连续整数倍的N个复正弦波之和组成的信号。复正弦波通常称为子载波，常量称为子载波间隔(subcarrierspacing，SCS)。每个正弦波被相乘，即通过复数调制。这些复数可以被排序到序列上，通常称为频域调制序列。SRS频域调制序列是具有一定根索引和长度的扎德奧夫-朱(Zadoff-Chu，ZC)序列，具有根据可用SRS带宽的周期扩展。长度为L的ZC序列{a(u)}定义为

其中，

定义了30个ZC根索引。对于ZC序列的给定根索引，通过使用对应的通用ZC序列的元素调制每第K

然后，通过基本SRS的A(＝8或12或6)个等距循环移位，使用这种通用SRS来生成A个正交SRS的组，这些正交SRS在其周期相关函数中具有一定的ZAZ和ZCCZ。基本SRS的循环移位可以通过基本ZC序列的对应相位偏移来实现。可以为每个可能的起始频率位置生成这样的A个正交SRS的组。因此，每种频率资源的正交SRS的总数如下：对于Comb-2，有16个(K

长度为D

如上所述，每个SRS通过循环前缀扩展，以获得SRS OFDM符号。多个SRS OFDM符号(例如1个、2个、4个、8个或12个OFDM符号)可以连续传输，即在特定天线端口重复。

第三种传统方案公开了为新空口(new radio，NR)非授权频谱提出的UL随机接入(random access，RACH)前导的生成。虽然RACH前导具有与SRS(即，用于信道估计)不同的目的(即用于同步)和设计要求，但由于所提出的RACH前导的某些相关性质和频率资源分配，RACH前导被认为是相关的。与上述传统方案相比，可以更灵活地定义这些频率资源：具有N＝δt个子载波的整个频带(δ和t为正整数)被划分为具有δ个连续子载波的t个子带。在每个子带中选择相同数量的A

发明人已经确定了传统方案的多个缺点。第一种传统方案的缺点是，根据等式(10)，可能具有长度为D

第二种传统方案的缺点是，在高移动性系统的情况下，该方案的每个小区的SRS容量有限，其中，UE需要以最短的重复周期T发送SRS，以跟踪由于UE移动性而随时间推移的信道变化。如上所述，第二种传统方案在每个小区的给定时频资源上最多可以支持16或48次正交和同时的SRS传输。如果必须支持额外的同时活动UE，则它们的SRS传输时序可以在部署的SRS周期T内延迟一定时间偏移T

在第二种传统方案中，SRS周期T(在第二种传统方案中称为周期性T

如果SRS周期是N个时隙，则在该周期内存在N–1个可能的时间偏移。最小SRS周期T只有一个时隙时长，因此没有对应的时间偏移。在这种情况下，只有在SRS周期翻倍的情况下，才可能通过重用SRS的时分复用(time division multiplex，TDM)支持额外的正交SRS传输。但是，SRS周期翻倍会导致UL SRS和DL数据所经历的CIR之间显著不匹配。

通过放弃SRS正交性，并支持由不同ZC根索引生成的SRS在同一小区中同时传输，第二种传统方案还支持替代方案。这导致在整个CIR检测窗口内干扰显著增加，主要来自小区内UE，但在一定程度上也来自小区间UE，这是因为由于支持的小区数量较少，系统中的SRS重用因子降低(通过增加标准中规定的根索引子集，可以很容易地消除第二干扰源)。因此，在这两种方法中，基于估计的UL CIR设计的用于DL数据传输的预编码器与DL数据所经历的CIR不良好匹配，从而导致DL数据传输的性能显著下降。

第三种传统方案的缺点与第二种传统方案的缺点相似，即没有公开如何生成非正交SRS，以及如何处理非正交SRS之间的干扰。

因此，需要一种解决上述缺点的方案。因此，本发明的目的是提供一种方案，该方案增加了可以同时传输的参考信号的数量，同时最小化干扰，从而可以提高信道估计性能。

本发明的实施例公开了一种参考信号设计，例如，该参考信号设计可以用于ULSRS设计，该UL SRS设计用于基于OFDM的mMIMO无线通信系统，但不限于此。参考信号设计探索了非正交块交织频域多址(block-interlaced frequency domain multiple access，B-IFDMA)信号的成对互相关的特殊属性，即稀疏性。成对互相关的稀疏性可以定义为，只有当一组延迟是某个延迟偏移的倍数时，互相关是非零的属性，使得它明显大于1，并且是SRS时长的一个因子。

本发明的实施例可以利用如下事实：所有UL信号的时序由基站通过TA机制严格控制，导致所有UL SRS的最早副本同时到达BS。通过对不同非正交B-IFDM信号的简单操作，可以实现由非正交SRS的互相关造成的稀疏成对干扰仅出现在一个SRS经历的CIR的尾部与另一个SRS经历的CIR的头部之间。从而，通常最强并且因此最重要的CIR分量所在的CIR头部仅受到其它非正交SRS的边缘干扰，即使每个小区并发传输的新SRS的数量与3GPP NR中对应的传统SRS相比翻了一倍。但是，需要说明的是，本发明的实施例可以在下行链路、侧行链路或任何其它合适的通信链路中实现。

图1示出了本发明的实施例提供的第一通信设备100。在图1所示的实施例中，第一通信设备100包括相互耦合的获得块102、映射块104、相位旋转块106、傅里叶逆变换块108和发送块110。

获得块102用于从序列集合中具有索引q的序列子集中获得至少一个序列。序列集合包括Q个序列子集，每个序列子集包括A个正交序列。此外，来自不同序列子集的任何两个序列都是非正交的。

在实施例中，获得块102可以获得两个或多个序列，其中，两个或多个序列来自同一序列子集。然后，获得的两个或多个序列用于生成两个或多个时域信号，并从第一通信设备的不同天线端口发送。通过基于来自同一序列子集的两个或多个序列生成两个或多个时域信号，可以在这些时域信号之间维持ZCCZ，该ZCCZ的长度/时间跨度可以与这些时域信号的ZAZ的长度/时间跨度一样长。因此，在估计两个或多个时域信号相应经历的传播信道期间，可以将第二通信设备处两个或多个时域信号之间的干扰最小化。

映射块104用于将序列子集中的序列映射到子载波集合中的子载波子集上，以获得频域上的序列。子载波集合被划分为t个子带。在实施例中，子载波子集中的子载波数量等于序列的长度。然后，映射块104可以用于将序列的每个元素映射到子载波子集中的每个子载波上。序列的每个元素可以按升序或降序映射到子载波子集中的每个子载波上。例如，序列的第k个元素可以映射到子载波子集中的第k个子载波上，其中，k＝0、1、2等，并且子载波子集中的子载波可以从最低频率索引到最高频率，或从最高频率索引到最低频率。

子载波子集在t个子带中的每个子带中可以包括A

相位旋转块106用于基于常量值Δ

通过基于常量值Δ

在实施例中，常量值Δ

其中，

傅里叶逆变换块108用于对频域上的相位旋转序列进行傅里叶逆变换，以获得时域信号。时域信号可以是参考信号，例如探测参考信号(SRS)。由于相位旋转块106执行的相位旋转，可以保证基于来自序列集合中不同序列子集的序列生成的时域信号之间的ZCCZ属性，其中，ZCCZ长度/时间跨度取决于子集特定的常量值Δ

发送块110用于向第二通信设备300发送时域信号。发送块110可以使用第一通信设备100的收发器(例如图1所示的收发器120)发送时域信号。参考图1，收发器120可以耦合到天线或天线阵列122，这表示第一通信设备100可以用于通信系统500中的无线通信。

获得块102、映射块104、相位旋转块106和傅里叶逆变换块108可以在第一通信设备100的一个或多个处理器(未在本公开的图中示出)中实现，使得处理器用于执行由图1中的获得块102、映射块104、相位旋转块106和傅里叶逆变换块108执行和示出的动作或对应的步骤和功能。例如，获得块102、映射块104、相位旋转块106和傅里叶逆变换块108可以表示在处理器上运行的程序代码的不同部分。

以类似的方式，发送块110可以在第一通信设备100的收发器120中实现，使得收发器120用于执行图1中的发送块110执行和示出的动作或对应的步骤和功能。

但是，获得块102、映射块104、相位旋转块106、傅里叶逆变换块108和发送块110可以在包括耦合到输入和输出的一个或多个处理器的处理器系统(未示出)中实现。

图2示出了可以在第一通信设备100(如图1所示的第一通信设备)中执行的对应方法200的流程图。方法200包括：从序列集合中具有索引q的序列子集中获得(202)至少一个序列，其中，所述序列集合包括Q个序列子集，每个序列子集包括A个正交序列，其中，来自不同序列子集的任何两个序列是非正交的。方法200还包括：将所述序列子集中的所述序列映射(204)到子载波集合中的子载波子集上，以获得频域上的序列，其中，所述子载波集合被划分为t个子带。方法200还包括：基于常量值Δ

图3示出了本发明的实施例提供的第二通信设备300。在图3所示的实施例中，第二通信设备300包括相互耦合的接收块302、傅里叶变换块304、获得块306、映射块308、相位旋转块310和估计块312。

接收块302用于从第一通信设备100接收无线信道中的时域信号。接收到的时域信号与序列相关联。在实施例中，接收到的时域信号可以包括与序列相关联的时域信号，其中，接收到的时域信号中包括的时域信号可以是参考信号，例如探测参考信号(SRS)。

接收块302可以使用收发器(例如图3中所示的收发器320)接收时域信号。参考图3，收发器320可以耦合到天线或天线阵列322，这表示第二通信设备300可以用于通信系统500中的无线通信。

傅里叶变换块304用于对接收到的时域信号进行傅里叶变换，以获得接收到的时域信号的频域上的序列。

获得块306用于从包括Q个序列子集的序列集合中具有索引q的序列子集中获得至少一个本地序列。每个序列子集包括A个正交序列，来自不同序列子集的任何两个序列是非正交的。本地序列可以理解为表示在第二通信设备300中本地获得，并且不是第二通信设备300(例如从第一通信设备100)接收的序列。在实施例中，获得块306可以获得两个或多个本地序列，其中，两个或多个本地序列可以来自同一或不同序列子集。

映射块308用于将本地序列映射到子载波集合中的子载波子集上，以获得频域上的本地序列。子载波集合被划分为t个子带。以与上文针对第一通信设备100描述的方式类似的方式，在实施例中，子载波子集中的子载波数量可以等于序列的长度。然后，映射块307可以用于将序列的每个元素映射到子载波子集中的每个子载波上。序列的每个元素可以按升序或降序映射到子载波子集中的每个子载波上。例如，序列的第k个元素可以映射到子载波子集中的第k个子载波上，其中，k＝0、1、2等，并且子载波子集中的子载波可以从最低频率索引到最高频率，或从最高频率索引到最低频率。

此外，子载波子集在t个子带中的每个子带中可以包括A

相位旋转块310用于基于常量值Δ

在实施例中，常量值Δ

其中，

估计块312用于基于频域上的相位旋转的本地序列和接收到的时域信号的频域上的序列，即基于傅里叶变换块304和相位旋转块310的输出，估计无线信道。估计无线信道可以包括估计时域中的信道冲激响应或频域中的子载波集合中的每个子载波的信道系数。

傅里叶变换块304、获得块306、映射块308、相位旋转块310和估计块312可以在第二通信设备300的一个或多个处理器(未在本公开的图中示出)中实现，使得处理器用于执行由图3中的傅里叶变换块304、获得块306、映射块308、相位旋转块310和估计块312执行和示出的动作或对应的步骤和功能。例如，傅里叶变换块304、获得块306、映射块308、相位旋转块310和估计块312可以表示在处理器上运行的程序代码的不同部分。

以类似的方式，接收块302可以在第二通信设备300的收发器320中实现，使得收发器320用于执行图3中的接收块302执行和示出的动作或对应的步骤和功能。

然而，接收块302、傅里叶变换块304、获得块306、映射块308、相位旋转块310和估计块312可以在包括耦合到输入和输出的一个或多个处理器的处理器系统(未示出)中实现。

图4示出了可以在第二通信设备300(如图3所示的第二通信设备)中执行的对应方法400的流程图。方法400包括：从第一通信设备100接收(402)无线信道中的时域信号，其中，接收到的时域信号与序列相关联；以及对接收到的时域信号进行傅里叶变换(404)，以获得接收到的时域信号的频域上的序列。接收到的时域信号与序列相关联可以表示接收到的时域信号包括与序列相关联的至少一个时域信号，其中，接收到的时域信号中包括的时域信号是基于第一通信设备100处的序列生成并从第一通信设备100发送的。方法400还包括从包括Q个序列子集的序列集合中具有索引q的序列子集中获得(406)至少一个本地序列，每个序列子集包括A个正交序列，其中，来自不同序列子集的任何两个序列是非正交的。方法400还包括将本地序列映射(408)到子载波集合中的子载波子集上，以获得频域上的本地序列，其中，所述子载波集合被划分为t个子带。方法400还包括：基于常量值Δ

图5示出了本发明的实施例提供的通信系统500。通信系统500包括多个第一通信设备100a、100b、……、100n和用于在通信系统500中操作的第二通信设备300。在图5所示的实施例中，第一通信设备100a、100b、……、100n可以是客户端设备，也可以表示为用户设备(UE)，第二通信设备300可以是网络接入节点，例如，无线接入网(radio access network，RAN)中的基站。

第一通信设备100a、100b、……、100n可以用于向第二通信设备300发送参考信号。每个发送的参考信号是基于上文参考图1描述的序列获得的。基于接收到的参考信号，第二通信设备300可以估计分别从第一通信设备100a、100b、……、100n发送的时域信号所经历的无线信道510a、510b、……、510n的质量。

根据本发明的实施例，第一通信设备100可以进一步基于第二通信设备300提供的信息获得用于确定时域信号的序列。图6示出了这种实施例提供的第一通信设备100与第二通信设备300之间的信令。

在图6的步骤I中，第二通信设备300向第一通信设备100提供控制消息502，该控制消息502包括指示序列的至少一个参数。例如，第二通信设备300可以向第一通信设备100发送控制消息502。

第一通信设备100从第二通信设备300获得(例如接收)控制消息502，该控制消息502包括指示序列的至少一个参数。基于控制消息502，第一通信设备100在图6中的步骤II中获得序列。步骤II可以包括：第一通信设备100从控制消息502中获得指示序列的至少一个参数，并基于指示序列的至少一个参数获得序列。

在实施例中，控制消息502可以包括指示通信系统500的序列超集中序列的索引的第一参数，其中，为包括多个小区的整个通信系统500定义的序列超集可以被划分为多个序列集合，以用于通信系统500的不同小区。控制消息502可以包括指示通信系统500的序列超集中序列集合的索引的第一参数和指示序列集合中序列的索引的第二参数。或者，控制消息502可以包括指示通信系统500的序列超集中序列集合的索引的第一参数、指示序列集合中序列子集的索引的第二参数以及指示序列子集中序列的索引的第三参数。因此，在实施例中，第一通信设备100可以基于第一参数、第二参数和第三参数中的至少一个参数获得序列。

在第一通信设备100可以获得两个或多个序列的实施例中，第二通信设备300可以向第一通信设备100提供(例如发送)控制消息502以指示两个或多个序列，其中，该两个或多个序列来自同一序列子集。在这种情况下，控制消息502可以包括指示两个或多个序列的至少两个参数。这两个或多个序列可以被单独指示，也可以被联合指示。当两个或多个序列被单独指示时，可以如上所述用不同的参数集指示每个序列，每个参数集包括第一参数、第一参数和第二参数，或第一参数、第二参数和第三参数。当两个或多个序列被联合指示时，可以使用一个第一参数指示这些序列在序列集合中的公共索引，可以使用至少两个第二参数指示这些序列在序列集合中各自的索引。在另一个示例中，可以使用一个第一参数指示这些序列在序列集合中的公共索引，可以使用一个第二参数指示这些序列在序列集合中序列子集的公共索引，并且可以使用至少两个第三参数指示这些序列在序列子集中各自的索引。

现在将参考用于根据本发明基于序列集合获得时域信号集合的实施例描述与本发明有关的进一步细节，其中，时域信号集合是SRS集合。

图7示出了用于获得SRS集合的方法700的流程图。根据本发明的实施例，方法700包括以下步骤：

·步骤1：确定SRS集合中所有SRS的公共频率资源。对应子载波索引的集合用

·步骤2：生成QA个长度L调制序列的集合{c

·步骤3：将调制序列{c

·步骤4：添加适当的相位旋转以获得修改后的傅里叶系数{S

·步骤5：通过缩放的IDFT将修改后的傅里叶系数{S

获得的SRS集合中的每个SRS在其周期自相关函数中都有ZAZ，任何两个SRS在其周期互相关函数中都有ZCCZ。如果SRS来自同一正交SRS子集，则ZCCZ长度D

步骤1：SRS集合的公共频率资源

SRS频段由N个子载波组成，具有频率f＝{f

假设N＝δt，其中，δ和t为正整数，N个子载波被划分为δ个连续子载波的t个子带。在具有相同分布的每个子带中选择相同数量的A

第m个(m＝0、1、……、B–1)gPRB中的A个子载波的索引表示为{j

然后，t个不同子带中的所有第m个gPRB形成交织。交织在数学上被描述为L＝At个使用的(即允许的)子载波频率

B个正交交织在给定的SRS频带中构造，其中，如下成立

频谱定义如(12)中的波形可归类为块交织频分多址(block-interleavedfrequency-divisionmultiple access，B-IFDMA)波形的广义版本。B-IFDMA波形最初通过构造OFDM波形的频率资源提出，是具有梳状频谱的基带模拟信号，仅在一定数量的等距和相同的均匀间隔子载波块内的离散频率上具有非零DFT系数。

步骤2：调制序列

在实施例中，QA个调制序列{c

c

其中

·b

·a(u)是长度为L＝At的恒包络序列。这种序列将被标记为“长”序列。如稍后所示，长序列对对应SRS的峰均功率比(peak-to-average power ratio，PAPR)有决定性影响；此外，可以使用多个不同的序列a(u)来生成额外的SRS集合。例如，长序列a(u)可以如在第三种传统方案中生成，即，

所提出的调制序列{c

所提出短序列的集合具有QA个序列，而在第三种传统方案中，它具有A个序列。基于第二种传统方案的扩展/调整，可能适用于未来系统的所提出{b

所提出短序列的示例性结构：第q个(q＝0、1、……、Q–1)正交子集{b

在无限制t＝A下，对于子带中任何数量(δ)的子载波，产生0dB PAPR的长序列a(u)的通用结构是基于可调制的恒定幅度零自相关(modulatable constant amplitudezero-autocorrelation，mCAZAC)序列。CAZAC序列{a(k)}具有理想的周期自相关函数，即θ

仅当|Λ(f)|＝常量＝|a(k)|(0≤f

如果CAZAC序列{a(k)}可以表示为两个序列，即长度为L＝At的特定载波序列{χ(k)}和长度为A的任何、较短和t次周期性扩展的调制序列{η(l)}的乘积，该CAZAC序列称为可调制，即当

a(k)＝χ(k)η(k mod A)，k＝0、1、 ……、L–1，L＝At。 (16)

因此，DFT序列{Λ(f)}可以描述为

为了使对于0≤f

引理：如果序列{a(k)}是单位振幅的mCAZAC序列(16)，则

其中，对于f的给定值，

下文进一步使用该引理来证明，对于任何大小δ的交织子带和任何数量A≤δ的允许子载波，所提出的SRS的0dB PAPR属性，只要长度为L＝At的长序列{a(k)}是可调制CAZAC序列，其中，t是A的倍数(包括1)。

所有已知的可调制CAZAC序列的长度可以表示为另一个平方整数的整数倍。这表示对于给定的t，可以选择作为t的因子的任何A，即t＝sA，并生成长度为L＝At＝sA

mCAZAC的最早结构产生了长度为L＝A

其中，r

等式(19)中的结构可以进一步广义化，同时简化为

(r

其中，r

例如，上文提到的长度为L＝A

步骤3：傅里叶系数

如下获得N个傅里叶系数的序列

由于存在B个不相交的交织

步骤4：时域循环移位

将傅里叶系数

其中，

Δ

向傅里叶系数添加相位旋转的目的是为了实现SRS的所需的不同时域循环移位。当多个这种SRS以对齐的到达时间同时传输时(例如，通过上文描述的TA机制)，上述相位旋转操作可以确保来自两个不同正交SRS子集的任何两个SRS q

由于第q个正交子集中的所有SRS都循环移位相同的时间偏移Δ

在一个实施例中，相位旋转步长Δ

在另一个实施例中，相位旋转步长Δ

步骤5：时域SRS

时域SRS{s

q＝0、1、……、Q–1，n＝0、1、……、A–1，k＝0、1、……、N–1

其中，缩放常量

替代实现

在实施例中，第一通信设备100可以用于执行根据发明内容中公开的本发明的第五或第六方面的第一通信设备100的步骤，即使用替代步骤获得根据本发明的时域信号，如下文将进一步描述的。现在将描述时域信号集合是SRS集合的实施例的对应替代实现。

在一个等效实现中，步骤4和步骤5的顺序可以交换，使得在新的步骤4中，傅里叶系数

q＝0、1、……、Q–1，n＝0、1、……、A–1，k＝0、1、……、N–1。

然后，在新的步骤5中，将第q个正交SRS子集中的所有时域序列

q＝0、1、……、Q–1，n＝0、1、……、A–1，k＝0、1、……、N–1。

在SRS生成的另一个等效实现中，步骤4可以通过步骤2的替代实现来消除，即包括在调制序列{c

很明显，等式(29)可以仅从步骤2和步骤5的级联获得，如果序列{c

其中，

在以下子部分中，将描述所提出SRS的属性，并将证明所提出SRS的相关性和PAPR属性。

周期自相关

从SRS{s

从等式(31)得出结论，周期自相关函数具有长度至少为D

例如，如果A和δ可以分解为整数的乘积，即如果A＝A′σ且δ＝A′σB，则j

i′＝0、1、……、σ–1，l′＝0、1、……、A′–1。

从等式(31)可以看出

从等式(33)可以看出，如果等式(32)成立，即使短序列{b

周期互相关

对于任何两个SRS s

假设Δ

i的和为零，或对于p≡–(Δ

根据等式(34)和(36)，很明显，周期互相关

其中

Y＝t–(Δ

其中，当y>x时，使用从等式(23)可得的不等式Δ

现在，可以为Δ

当

这表示

当

然后

其中，等式(42)的右侧如下获得：首先将熟知的不等式

这表示

因此，对于Δ

在特殊情况下，当y＝x且w≠v时，即当观察到的SRS位于同一正交SRS子集中时，等式(34)和(36)缩减为相同的公式，由以下给出

如果短序列{b

它可能不等于零，因此得出结论：它具有长度为D

由等式(34)和(36)或(45)给出的成对互相关同样稀疏，即只有δ(100/t％)个非零值。

峰均功率比(peak-to-average-power ratio，PAPR)

所提出的SRS对于任何大小(δ)的交织子带和任何数量(A≤δ)的允许子载波具有0dB PAPR，只要长度为L＝At的长序列{a(k)}是可调制CAZAC序列，其中，t是A的倍数(包括1)。

要看到这一点，使SRS{s

根据引理(18)，如果序列{a(k)}是单位振幅的mCAZAC序列，则对于(Δ

以下子部分描述本发明在3GPP NR系统中的部署。

设置CIR检测时间窗口

在背景技术中简要描述了接收器(例如BS)处长度为D的CIR检测时间窗口的设置，其中，指出D≥min{D

BS是将SRS分配给活动UE的BS，也是知道其中哪些UE是并发活动的BS。根据并发活动的UE是从同一正交子集分配SRS，还是从多个正交子集分配SRS，BS可以选择D为D＝min{t–1,t–1}＝t–1，或

如果SRS来自不同的正交SRS子集，则只能估计每个CIR的

图8a至图8b示出了当在BS以与目标SRS相同的到达时间接收干扰非正交SRS时的CIR估计，其中，Q＝2。图8a至图8b中左侧的图示出了干扰非正交SRS所经历的传播信道的CIR，图8a至图8b中右侧的图表示出了用于估计目标SRS所经历的传播信道的匹配滤波器输出，其中，匹配滤波器输出包括目标CIR(实曲线)和干扰CIR(虚曲线)的副本。

图8a示出了其中

图8b示出了其中

其它参数设置

通过对相关参数采取适当的值，本发明公开的SRS设计可以容易地用于当前的3GPP NR系统。在本发明的一个实施例中，交织子带的大小取为δ＝16，短序列的长度取为A＝8，每个gPRB中的8个子载波是每个交织子带中每两个子载波。因此，根据SRS带宽，交织子带的数量取为t＝N/16。这种参数设置的优点是，它使得频率资源位置和正交SRS数量与3GPP NR中的Comb-2相同。例如，这些参数的值在下表1中给出，其中，SRS带宽的值是3GPPNR系统支持的值。表1示出了使得频域位置和正交SRS数量与3GPP NR中的Comb-2相同的参数设置示例。

表1

在本发明的一个实施例中，交织子带的大小取为δ＝24，短序列的长度取为A＝12，每个gPRB中的12个子载波是每个交织子带中每第二个载波。因此，根据SRS带宽，交织子带的数量取为t＝N/24。这种参数设置的优点是，它导致频率资源位置与3GPP NR中的Comb-2相同。例如，这些参数的值在下表2中给出，其中，SRS带宽的值是3GPP NR系统支持的值。表2示出了使得频域位置与3GPP NR中的Comb-2相同的参数设置示例。

表2

在本发明的一个实施例中，对于适当的正整数s，短序列的长度取为

表3

在本发明的一个实施例中，交织子带的大小取为δ＝48，短序列的长度取为A＝12，每个gPRB中的12个子载波是每个交织子带中每四个子载波。因此，根据SRS带宽，交织子带的数量取为t＝N/48。这种参数设置的优点是，它导致频率资源位置和正交SRS数量与3GPPNR中的Comb-4相同。例如，这些参数的值在下表4中给出，其中，SRS带宽的值是3GPP NR系统支持的值。表4示出了使得频域位置与3GPP NR中的Comb-4相同的参数设置示例。

表4

在本发明的一个实施例中，对于适当的正整数s，短序列的长度取为

表5

多个连续OFDM符号上的SRS传输

在3GPP NR系统中，可以在传输期间将SRS重复多次，以在每个SRS周期内跨越G个连续的OFDM符号。在多个连续OFDM符号上SRS传输的目的是实现发送SRS的更高累积接收功率，进而在BS处获得更高的信道估计质量，这对于小区边缘UE与BS之间传播损耗大的小区边缘UE是有利的。例如，BS可以基于接收到的发送SRS的每个副本独立进行信道估计。虽然由于接收信噪比(signal-to-noise ratio，SNR)较低，每个估计CIR的精度可能较低。在一个SRS周期内，从这些多个接收到的SRS副本中取估计CIR的平均值后，可以提高这种精度。

当所公开的SRS在每个SRS周期中在G个连续的OFDM符号上重复时，它可以与长度G正交覆盖码(orthogonal cover code，OCC)一起发送。通过这种方式，一个公开的SRS可以与最多G个不同的OCC一起重用，这些OCC相互正交，并从不同的UE和/或SRS天线端口并行发送(具有对齐的到达时间)。在这种情况下，从单个OFDM符号中接收的信号的信道估计总是受到彼此的完全干扰。然而，由于不同OCC之间的正交性，假设这些G个连续OFDM符号上的信道变化是边际的和可忽略的，在根据所采用的OCC对G个连续OFDM符号的估计CIR取平均值后，这种干扰可以完全消除。通过这种方式，与每个SRS周期仅在一个OFDM符号上发送SRS的情况相比，使用所公开的SRS设计可以将SRS容量进一步增加G倍。

在一个实施例中，OCC可以取为G×G DFT矩阵的列，或具有行置换的G×G DFT矩阵的列，或具有/不具有行置换的G×G DFT的列，它们进一步与具有恒包络的任何长度G序列逐元素(element-wisely)相乘。例如，当G＝2时，OCC可以是[1,1]和[1,–1]，也可以是[1,1,1,1]、[1,j,–1,–j]、[1,–1,1,–1]和[1,–j,–1,j]，G＝4。

在一个实施例中，OCC可以取为G×G哈达马(Hadamard)矩阵的列，或具有行置换的G×G哈达马矩阵的列，或具有/不具有行置换的G×G哈达马矩阵的列，它们进一步与具有恒包络的任何长度G序列逐元素相乘。例如，当G＝2时，OCC可以是[1,1]和[1,–1]，也可以是[1,1,1,1]、[1,–1,1,–1]、[1,1,–1,–1]和[1,–1,–1,1]，G＝4。

SRS信令

UE在发送SRS之前，需要从更高层信令中确定要发送的SRS的配置。SRS的配置可以包括每个SRS天线端口的SRS时频资源(例如，时域中的起始位置、每个SRS周期中连续OFDM符号的数量、频域中的起始位置、SRS带宽和梳号)和SRS序列标识

在一个实施例中，当UE需要在相同的时频资源上从多个SRS天线端口发送SRS时，这些SRS从相同交织上的相同正交SRS子集中选择，并向UE发送信号。

在一个实施例中，当UE需要在相同的时频资源上从多个SRS天线端口发送SRS时，选择这些SRS具有基于来自相同正交短序列子集的短序列和相同长序列构建的调制序列，映射到不同的交织，然后以信号发送给UE。

在一个实施例中，Q的值(即每个SRS组中正交SRS子集的数量)是标准中预先规定的常量，因此不需要以信号发送。

在另一个实施例中，Q的值是可配置的，并且可以从标准中预先指定的N

在一个实施例中，SRS序列标识

在一个实施例中，SRS序列标识

在一个实施例中，SRS序列标识

链路级性能评估

考虑5GHz载波频率下的单小区系统，SCS为15kHz，带宽为52个PRB(即有N＝52×12＝624个子载波)。为了基于所公开的方法生成SRS，假设δ＝48，t＝13，A＝12并且A＝12个子载波分布在每个gPRB中，从而为每个交织子带中每第四个子载波。因此，存在

为了比较，也生成基于Comb-4频率资源分配和ZC序列的第二种传统方案的SRS作为参考。每个这样的SRS由循环扩展到长度156的一定根索引的长度-151ZC序列构造，然后映射到频带的每第四个子载波上。对于每个根索引，采用12个等间隔的循环移位生成12个正交SRS。为了生成与所提出方案相同数量的SRS，在每个小区中使用两个不同的根索引来生成SRS的两个正交子集。

在每个重传周期T内，所有生成的SRS只在一个OFDM符号上发送。对于每个SRS方案，评估了两种干扰场景：无干扰场景，其中，T＝1ms(一个时隙)和T＝2ms(2个时隙)；以及非正交干扰场景，其中，T＝1ms。

图9示出了待模拟系统的图示，其中，除了一些干扰UE之外，还有目标UE。假设BS配备有4×8天线阵列，相邻列/行之间存在半波长间隔，每个UE配备有单天线。对于每个UE，假设移动速度为30km/h，并且根据CDL-C信道模型(即衰落信道模型)，利用100ns期望的延迟扩展和随机到达/离开方位角(arrival/departure angle of azimuth，AoA/DoA)旋转生成每个UE与BS之间的信道。生成的信道对于每个UE的UL和DL是相同的(即假设每个UE的UL信道和DL信道之间存在互易性)，但由于UE的移动性，会随着时间的推移而变化。

当目标UE在其UL信道中发送SRS时，一些其它UE也可以在相同的时频中发送与目标SRS非正交的SRS(即，从不同的正交SRS子集中选择)，并将在BS处显示为对目标UE的干扰。BS在接收到SRS时，将通过周期性地将接收到的信号与目标SRS关联，在每个BS天线上执行对目标UE的UL信道估计，从而产生目标UE的估计CIR，作为其相关器输出落在检测时间窗口内的段。

对于基于Comb-4的SRS方案，检测时间窗口始终设置为t–1＝12(即最小ZCCZ长度)，而对于所提出的基于B-IFDM的SRS方案，检测时间窗口在没有干扰UE时设置为t–1＝12，在存在至少一个干扰UE时，设置为

对于后续的DL数据传输，先将未编码的信息比特用QPSK调制进行调制，然后分配给SRS的相同频带中的子载波，其中，将在每个子载波上待发送的QPSK数据符号的波束赋形矢量被设计为具有功率归一化的该子载波上对应估计的UL信道矢量的共轭版本。在每个BS天线上，所有由其对应的波束赋形系数加权的QPSK数据符号然后通过IDFT转换到时域，然后进行CP添加，并通过其DL信道发送到目标UE。为简单起见，当DL数据在一个SRS周期结束时(即UL SRS传输与DL数据传输之间的时间间隔设置在T，等于SRS周期)发送时，仅模拟最坏的情况。在接收器处，目标UE首先假设理想信道知识对接收到的数据信号进行均衡，然后在不同的子载波上对均衡信号进行解调。最后，根据每个SNR下的解调结果计算误码率(biterror rate，BER)。

图10示出了所提出的SRS方案和参考SRS方案的BER性能与基于上述模拟设置获得的DL数据传输的SNR的关系。在图10中，B-IFDM曲线表示所提出的SRS方案的BER性能，Comb-4曲线表示参考SRS方案的BER性能。在无干扰的情况下(即0Int UE的线)，所提出的SRS方案对于T＝1ms和T＝2ms具有与基于Comb-4的SRS方案相同的性能。但是，在全干扰情况下(即12个Int UE的曲线)，所提出的SRS方案在1％BER下显著高出基于Comb-4的SRS方案约6dB，如图10所示。

最重要的是，在全干扰情况下(每个小区24个SRS，T＝1ms)，所提出的SRS方案在1％BER下甚至比参考方案的无干扰情况高出约0.8dB，在参考方案的无干扰情况下，具有相同数量(24)的以TDM方式发送的SRS，时间偏移为1ms，在周期T＝2ms上。

如上所述，第一通信设备100在实施例中可以使用替代步骤根据本发明获得时域信号。

例如，第一通信设备100可以用于执行根据发明内容中公开的本发明的第五或第六方面的第一通信设备100的步骤。因此，在实施例中，第一通信设备100可以基于常量值Δ

第一通信设备100还可以基于序列本身获得循环移位的时域信号，其中，当序列的每第q个子集基于常量值Δ

因此，在实施例中，第一通信设备100可以包括功能块集合，这些功能块用于执行根据发明内容中公开的本发明的第五或第六方面的第一通信设备100的步骤。

此外，在实施例中，第二通信设备300可以使用替代步骤估计无线信道。例如，第二通信设备300可以用于执行根据发明内容中公开的本发明的第七、第八、第九或第十方面的第二通信设备300的步骤。

因此，在实施例中，第二通信设备300可以基于常量值Δ

第二通信设备300还可以基于序列本身获得相位旋转的本地信号，然后基于频域上的相位旋转的本地序列和接收到的时域信号的频域上的序列估计无线信道，如针对第二通信设备300的第十方面所述。

因此，在实施例中，第二通信设备300可以包括功能块集合，这些功能块用于执行根据发明内容中公开的本发明的第七、第八、第九或第十方面的第二通信设备300的功能。

本文中的第一通信设备100和/或第二通信设备300可以表示为用户设备(userdevice)、用户设备(UE)、移动台、物联网(internet of things，IoT)设备、传感器设备、无线终端和/或移动终端，能够在无线通信系统(有时也称为蜂窝无线系统)中进行无线通信。UE还可以称为具有无线能力的移动手机、蜂窝手机、计算机平板电脑或膝上型计算机。例如，上下文中的UE可以是便携式、袖珍存储式、手持式、计算机组成的或车载移动设备，其能够通过无线接入网络与另一实体(例如另一个接收器或服务器)传送语音和/或数据。UE可以是台站(station，STA)，其为包括到无线介质(wireless medium，WM)的、符合IEEE802.11的媒体接入控制(media access control，MAC)和物理层(physical layer，PHY)接口的任何设备。UE还可以用于在3GPP相关的LTE和LTE-Advanced中、在WiMAX及其演进中，以及在第五代无线技术(例如新空口)中进行通信。

然而，本文中的第一通信设备100和/或第二通信设备300也可以表示为无线网络接入节点、接入网络接入节点、接入点或基站(例如无线基站(radio base station，RBS))，在某些网络中，根据使用的技术和术语，所述基站可以称为发送器、“gNB”、“gNodeB”、“eNB”、“eNodeB”、“NodeB”或“B节点”。基于传输功率以及小区大小，无线网络接入节点可以具有不同类别，例如宏eNodeB、家庭eNodeB或迷你基站。所述无线网络接入节点可以是台站(STA)，其为包括到无线介质(wireless medium，WM)的、符合IEEE 802.11的媒体接入控制(media access control，MAC)和物理层(physical layer，PHY)接口的任何设备。所述无线网络接入节点也可以是对应于第五代(fifth generation，5G)无线系统的基站。本文中的第一通信设备100和/或第二通信设备300也可以表示为路侧单元，例如V2X应用中的路侧单元。路侧单元可以是沿道路部署的任何设备/节点，以提高车辆网络性能，以及扩展覆盖范围。道路侧单元可以是独立的设备/节点，或者可以与例如网络接入节点集成。

另外，本发明的实施例提供的任何方法可以在具有代码模块的计算机程序中实现，该计算机程序由处理模块运行时，使处理模块执行方法的步骤。计算机程序包括在计算机程序产品的计算机可读介质中。计算机可读介质可以包括任何存储器，例如只读存储器(read-only memory，ROM)、可编程只读存储器(programmable read-only memory，PROM)、可擦除PROM(erasable PROM，EPROM)、闪存、电可擦除PROM(electrically erasable PROM，EEPROM)或硬盘驱动器。

此外，技术人员认识到，第一通信设备100和第二通信设备300的实施例包括用于执行技术方案的功能、模块、单元、元件等形式的必要通信能力。其它此类模块、单元、元件和功能的示例为：处理器、存储器、缓冲器、控制逻辑、编码器、解码器、速率匹配器、降速率匹配器、映射单元、乘法器、决策单元、选择单元、开关、交织器、解交织器、调制器、解调器、输入端、输出端、天线、放大器、接收单元、发送单元、DSP、MSD、TCM编码器、TCM解码器、电源单元、电源馈线、通信接口、通信协议等，它们适当地布置在一起以执行方案。

特别地，第一通信设备100和第二通信设备300的处理器可以包括中央处理单元(central processing unit，CPU)、处理单元、处理电路、处理器、专用集成电路(application specific integrated circuit，ASIC)、微处理器，或其它可以解释和执行指令的处理逻辑的一个或多个实例。表述“处理器”因此可以表示包括多个处理电路的处理电路，例如以上列举项中的任何、一些或所有项。所述处理电路还可以执行用于输入、输出以及处理数据的数据处理功能，所述数据处理功能包括数据缓冲和设备控制功能，例如呼叫处理控制、用户界面控制等。

最后，应理解，本发明并不限于上述实施例，而是还涉及且结合了所附独立权利要求书的范围内的所有实施例。