有源开关电容和无源开关电感混合的准Z源DC-DC变换器

摘要

本发明公开了一种有源开关电容和无源开关电感混合的准Z源DC‑DC变换器，包括电压源，第一电感，由第一二极管、第一MOS管、第一电容构成的有源开关电容单元，由第二二极管、第三二极管、第二电感构成的无源开关电感单元，输出MOS管，输出二极管，输出滤波电容和输出负载。本发明综合准Z源的高增益特性、有源开关电容和无源开关电感特性，与3‑Z源网络升压DC‑DC变换器相比，电感数量少两个，电容数量一样，二极管数量少5个，MOS管数量多一个，但电压增益显著提升；与可扩展二极管辅助Z源升压DC‑DC变换器(第一级扩展)相比，电压增益相同，电感数量和电容数量分别减少一个和两个，二极管数量相同，MOS管数量多一个，以更低占空比实现了更高的输出电压增益。

说明书

技术领域

本发明涉及电力电子的技术领域，尤其是指一种有源开关电容和无源开关电感混合的准Z源DC-DC变换器。

背景技术

Z源DC-DC变换器在输入源和输出端之间接入了一个X形的LC阻抗网络，兼具升压和降压的独特性质，且由于其在较低占空比下较之boost变换器具有更高的电压增益，使得其广泛应用于燃料电池发电和光伏发电中。传统的Z源DC-DC变换器存在着电源电流不连续和输入输出不共地等缺陷，近年来提出的准Z源DC-DC变换器很好地解决了这两个问题，且通过多级准Z源阻抗网络的级联可以获得相当高的电压增益。然而，多级准Z源的级联随之增加了电感、电容等无源器件的数量，使得电路的体积、重量和成本大大增加，限制了该电路在以系统体积、重量和成本为限制因素的低功耗电路中的应用。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提出了一种有源开关电容和无源开关电感混合的准Z源DC-DC变换器，综合了准Z源的高增益特性、有源开关电容和无源开关电感特性，极大地减少了无源器件的数量，以更低占空比实现了更高的输出电压增益，在以电路体积、重量和成本为主要限制因素的低功耗电路应用中具有明显的优势，因而应用范围更广；输入电流连续且电路不存在启动冲击问题。

为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：有源开关电容和无源开关电感混合的准Z源DC-DC变换器，包括电压源、第一电感、有源开关电容单元、无源开关电感单元、输出MOS管、输出二极管、输出滤波电容和输出负载；所述有源开关电容单元由第一二极管、第一MOS管、第一电容构成；所述无源开关电感单元由第二二极管、第三二极管、第二电感构成；所述电压源的正极与第一电感的一端连接，所述第一电感的另一端分别与第一二极管的阳极和第一MOS管的漏极连接，所述第一二极管的阴极分别与第一电容的正极、输出MOS管的漏极和输出二极管的阳极连接；所述输出二极管的阴极分别与输出滤波电容的正极和输出负载的一端连接，所述第一MOS管的源极分别与第二二极管的阳极、第二电感的一端和第一电容的负极连接，所述第二二极管的阴极分别与第三二极管的阴极和电压源的负极连接，所述第三二极管的阳极分别与第二电感的另一端、输出MOS管的源极、输出滤波电容的负极和输出负载的另一端连接。

本发明与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：

与3-Z源网络升压DC-DC变换器相比，所用的电感数量少两个，所用的电容数量一样，所用的二极管数量少5个，所用的MOS管数量多一个，但电压增益显著提升；与可扩展二极管辅助Z源升压DC-DC变换器(第一级扩展)相比，电压增益相同，但电感数量和电容数量分别减少了一个和两个，所用的二极管数量相同，所用的MOS管数量多一个，因而极大地减少了无源器件的数量，以更低占空比实现了更高的输出电压增益，在以电路体积、重量和成本为主要限制因素的低功耗电路应用中具有明显的优势，因而应用范围更广；输入电流连续且电路不存在启动冲击问题。

附图说明

图1是本发明的有源开关电容和无源开关电感混合的准Z源DC-DC变换器电路图。

图2a、图2b分别是本发明的有源开关电容和无源开关电感混合的准Z源DC-DC变换器在其两个MOS管同时开通和同时断开时的等效电路图。

图3a是本发明电路的升压因子曲线与开关电感准Z源DC-DC变换器、3-Z源网络升压DC-DC变换器、基于有源开关电容结构的嵌入式准Z源DC-DC变换器、准开关升压DC-DC变换器、可扩展二极管辅助Z源升压DC-DC变换器(第一级扩展)和传统准Z源DC-DC变换器的升压因子曲线比较图。

图3b是以V_in＝20V，MOS管导通占空比D＝0.35为例给出了本发明电路相关变量的仿真结果图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明作进一步说明。

如图1所示，本实施例所提供的有源开关电容和无源开关电感混合的准Z源DC-DC变换器，包括电压源V_in、第一电感L₁、有源开关电容单元、无源开关电感单元、输出MOS管S₂、输出二极管D_O、输出滤波电容C_O和输出负载R；所述有源开关电容单元由第一二极管D₁、第一MOS管S₁、第一电容C₁构成；所述无源开关电感单元由第二二极管D₂、第三二极管D₃、第二电感L₂构成；所述电压源V_in的正极与第一电感L₁的一端连接，所述第一电感L₁的另一端分别与第一二极管D₁的阳极和第一MOS管S₁的漏极连接，所述第一二极管D₁的阴极分别与第一电容C₁的正极、输出MOS管S₂的漏极和输出二极管D_O的阳极连接；所述输出二极管D_O的阴极分别与输出滤波电容C_O的正极和输出负载R的一端连接，所述第一MOS管S₁的源极分别与第二二极管D₂的阳极、第二电感L₂的一端和第一电容C₁的负极连接，所述第二二极管D₂的阴极分别与第三二极管D₃的阴极和电压源V_in的负极连接，所述第三二极管D₃的阳极分别与第二电感L₂的另一端、输出MOS管S₂的源极、输出滤波电容C_O的负极和输出负载R的另一端连接。

当两个MOS管S₁,S₂同时导通时，所述第三二极管D₃导通，第一二极管D₁、第二二极管D₂和输出二极管D_O均关断。电路形成两个回路，分别是：电压源V_in串联第一电容C₁一起给第一电感L₁储能，形成回路；第一电容C₁给第二电感L₂储能，形成回路。当两个MOS管S₁,S₂同时关断时，第三二极管D₃关断，第一二极管D₁、第二二极管D₂和输出二极管D_O均导通。电路形成两个回路，分别是：电压源V_in与第一电感L₁串联一起给第一电容C₁充电，形成回路；第一电容C₁与第二电感L₂串联一起通过输出二极管D_O给负载供电，形成回路；整体电路输入电流连续，与3-Z源网络升压DC-DC变换器相比，所用的电感数量少两个，所用的电容数量一样，所用的二极管数量少5个，所用的MOS管数量多一个，但电压增益显著提升；与可扩展二极管辅助Z源升压DC-DC变换器(第一级扩展)相比，电压增益相同，但电感数量和电容数量分别减少了一个和两个，所用的二极管数量相同，所用的MOS管数量多一个，因而极大地减少了系统体积、重量和成本；且电路不存在启动冲击问题。

图2a、图2b给出了本发明电路的工作过程图。图2a、图2b分别是两个MOS管(S₁,S₂)同时导通和同时关断时的等效电路图。图中实线表示电路中有电流流过的部分，虚线表示电路中无电流流过的部分。

结合图2a、图2b，本实施例上述有源开关电容和无源开关电感混合的准Z源DC-DC变换器的工作过程如下：

阶段1，如图2a：当两个MOS管S₁,S₂同时导通时，第三二极管D₃导通，第一二极管D₁、第二二极管D₂和输出二极管D_O均关断。电路形成两个回路，分别是：电压源V_in串联第一电容C₁一起给第一电感L₁储能，形成回路；第一电容C₁给第二电感L₂储能，形成回路。

阶段2，如图2b：当两个MOS管S₁,S₂同时关断时，第三二极管D₃关断，第一二极管D₁、第二二极管D₂和输出二极管D_O均导通。电路形成两个回路，分别是：电压源V_in与第一电感L₁串联一起给第一电容C₁充电，形成回路；第一电容C₁与第二电感L₂串联一起通过输出二极管D_O给负载供电，形成回路。

综上情况，两个MOS管S₁,S₂同时导通和关断。一个开关周期内，设MOS管S₁,S₂的导通占空比为D，设第一电感L₁和第二电感L₂两端的电压分别为V_L1和V_L2，设第一电容C₁两端的电压分别为V_C1，得出以下电压增益的推导过程。

阶段1：当两个MOS管S₁,S₂同时导通期间，对应等效电路图如图2a，因此有如下公式：

V_L1＝V_in+V_C1(1)

V_L2＝V_C1(2)

两个MOS管S₁,S₂同时导通时间为DT_S。

阶段2：当两个MOS管S₁,S₂同时关断期间，对应等效电路图如图2b，因此有如下公式：

V_L1＝V_in-V_C1(3)

V_L2＝V_C1-V_o(4)

两个MOS管S₁,S₂同时关断时间为(1-D)T_S。

由以上分析，根据电感的伏秒特性，对第一电感L₁和第二电感L₂分别应用电感伏秒平衡原理，有，

D(V_in+V_C1)+(1-D)(V_in-V_C1)＝0(5)

D(V_C1)+(1-D)(V_C1-V_o)＝0(6)

综上，联立式(5)和式(6)可得出第一电容C₁的电压V_C1和输出负载电压V_O与电压源V_in之间的关系式为：

则本发明电路的输出电压增益(Output voltage gain)G为：

由式(9)可知，本发明的有源开关电容和无源开关电感混合的准Z源DC-DC变换器的输出电压增益为由输出电压增益表达式可知，输出电压增益的范围为0～∞。与3-Z源网络升压DC-DC变换器相比，所用的电感数量少两个，所用的电容数量一样，所用的二极管数量少5个，所用的MOS管数量多一个，但电压增益显著提升；与可扩展二极管辅助Z源升压DC-DC变换器(第一级扩展)相比，电压增益相同，但电感数量和电容数量分别减少了一个和两个，所用的二极管数量相同，所用的MOS管数量多一个，因而极大地减少了无源器件的数量，极大地减少了系统的体积、重量和成本。

图3a是本发明电路的升压因子曲线与开关电感准Z源DC-DC变换器、3-Z源网络升压DC-DC变换器、基于有源开关电容结构的嵌入式准Z源DC-DC变换器、准开关升压DC-DC变换器、可扩展二极管辅助Z源升压DC-DC变换器(第一级扩展)和传统准Z源DC-DC变换器的升压因子曲线比较图。图中包括本发明电路的升压因子曲线，开关电感准Z源DC-DC变换器的升压因子曲线，3-Z源网络升压DC-DC变换器的升压因子曲线，基于有源开关电容结构的嵌入式准Z源DC-DC变换器的升压因子曲线，准开关升压DC-DC变换器的升压因子曲线，可扩展二极管辅助Z源升压DC-DC变换器(第一级扩展)的升压因子曲线，传统准Z源DC-DC变换器的升压因子曲线。由图可知，本发明电路的输出电压增益明显高于3-Z源网络升压DC-DC变换器、准开关升压DC-DC变换器和传统准Z源DC-DC变换器的输出电压增益，与可扩展二极管辅助Z源升压DC-DC变换器(第一级扩展)的输出电压增益相同。本发明电路的占空比不会超过0.5，可调范围较宽。

图3b是本发明电路在V_i＝20V，MOS管导通占空比D＝0.35的情况下的相关变量的仿真结果。D＝0.35时，输出电压增益G＝5.128，输出电压V_O＝G*V_in＝102.56V,第一电容电压V_C1＝66.7V，第一二极管D₁两端电压V_D1＝66.7V，第三二极管D₃两端电压V_D3＝35.9V，输出二极管D_O两端电压V_DO＝102.56V。图3b中的电路波形由上至下依次为：MOS管S₁,S₂的门极信号V_GS1、V_GS2的波形，输出电压V_O的波形、第一电感电流i_L1的波形、第一电容电压V_C1的波形、第一二极管电压V_D1的波形、第二电感电流i_L2的波形、第三二极管电压V_D3的波形和输出二极管电压V_DO的波形。

以上所述实施例只为本发明之较佳实施例，并非以此限制本发明的实施范围，故凡依本发明之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本发明的保护范围内。