五桥臂两永磁电机系统零电压矢量优化调制装置和方法

摘要

本发明属永磁电机控制技术领域，为实现在不改变五桥臂两永磁电机控制系统硬件电路的基础上，有效地提高电机的转速范围，减小三相电流的谐波。本发明五桥臂两永磁电机系统零电压矢量优化调制装置和方法，由五桥臂逆变器、两台永磁同步电机和微处理器构成，三相电网和不可控整流桥的输出作为五桥臂逆变器的输入，五桥臂逆变器的每一个桥臂均由串接的两个开关管构成，串接点输出控制两台三相永磁同步电机的一个相；微处理器中设置有速度环和电流环比例积分PI(proportional integral)控制器、空间电压矢量脉宽调制，控制生成开关管开关信号驱动电机。本发明主要应用于永磁电机控制。

说明书

技术领域

本发明涉及一种两电机电压矢量优化调制策略，属于多电机控制领域。特别是涉及一种应用于五桥臂两永磁电机系统零电压矢量优化调制策略。

背景技术

近年来随着现代工业技术的发展，在诸如电动汽车、重载提升等一些行业常需要驱动两台电机同时运行，以改善传统单电机驱动可靠性较低、控制性能差、系统机械传动机构复杂、单台电机功率要求较高等问题。在两永磁电机控制中，五桥臂逆变器驱动系统是一种较好的容错方案，得到了广泛的研究，即采用五桥臂逆变器独立地控制两台三相电机。此方法可以节省两个功率器件，降低系统成本；此外，当传统六桥臂逆变器的一相发生故障时，其也可以作为一种很好的容错控制方案。

脉宽调制策略是实现五桥臂逆变器驱动两电机系统的关键，要求在保持两台三相电机控制独立性的情况下，最大程度的提高其母线电压利用率。传统调制策略由于零矢量作用时间较长，使得两电机对直流母线电压的利用率偏低，调速范围受限。

发明内容

为克服现有技术的不足，本发明旨在提供一种方法，能够在不改变五桥臂两永磁电机控制系统硬件电路的基础上，有效地提高电机的转速范围，减小三相电流的谐波。本发明通过如下技术方案得以实现：

五桥臂两永磁电机系统零电压矢量优化调制装置，由五桥臂逆变器、两台永磁同步电机和微处理器构成，三相电网和不可控整流桥的输出作为五桥臂逆变器的输入，五桥臂逆变器的每一个桥臂均由串接的两个开关管构成，串接点输出控制两台三相永磁同步电机的一个相，其中第3个桥臂同时控制两台三相永磁同步电机的各一个相；微处理器中设置有速度环和电流环比例积分PI(proportional integral)控制器，在两相旋转dq坐标系下，采用电机d轴电流i_d＝0的控制方式，对每台电机的速度环和电流环进行控制；具体地：先将每台电机的实际转速和给定转速相减，经过转速环PI控制器后生成两台电机q轴电流给定i_1q^*和i_2q^*；将i_1q^*和i_2q^*和两台电机q轴实际电流i_1q和i_2q相减，同时将两台电机d轴电流给定i_1d^*和i_2d^*和电机d轴实际电流i_1d和i_2d相减，所得结果经过电流环PI控制器后得到两台电机定子电压分量u_1d、u_1q、u_2d、u_2q；再经过微处理器中的反Park变换模块将两相旋转dq坐标系上的电机定子电压分量变换为两相静止αβ坐标系上的电机定子电压分量u_1α、u_1β、u_2α、u_2β；最后，通过微处理器中种的空间电压矢量脉宽调制SVPWM(space>

五桥臂两永磁电机系统零电压矢量优化调制方法，在五桥臂逆变器、两台永磁同步电机和微处理器构成的系统上实现，三相电网和不可控整流桥的输出作为五桥臂逆变器的输入，五桥臂逆变器的每一个桥臂均由串接的两个开关管构成，串接点输出控制两台三相永磁同步电机的一个相，其中第3个桥臂同时控制两台三相永磁同步电机的各一个相；利用微处理器执行如下具体控制步骤：在两相旋转dq坐标系下，采用电机d轴电流i_d＝0的控制方式，每台电机的速度环和电流环均采用比例积分PI(proportional>1q^*和i_2q^*；将i_1q^*和i_2q^*和两台电机q轴实际电流i_1q和i_2q相减，同时将两台电机d轴电流给定i_1d^*和i_2d^*和电机d轴实际电流i_1d和i_2d相减，所得结果经过电流环PI控制器后得到两台电机定子电压分量u_1d、u_1q、u_2d、u_2q；再经过反Park变换将两相旋转dq坐标系上的电机定子电压分量变换为两相静止αβ坐标系上的电机定子电压分量u_1α、u_1β、u_2α、u_2β；最后，采用空间电压矢量脉宽调制SVPWM(space>

其中，SVPWM中电压矢量的表示规则为：1代表上桥臂开通，下桥臂关断；0代表上桥臂关断，下桥臂开通；在电机运行过程中，对每台电机，零电压矢量u₀(0,0,0)和零电压矢量u₇(1,1,1)对电机控制的影响相同，同时为使电机不发生过调制现象，公共桥臂上两台电机占空比加和运算后要小于1；基于上述前提，将每台电机中的u₇(1,1,1)用u₀(0,0,0)代替，具体步骤如下：

(1)根据两相静止αβ坐标系上的电机定子电压分量u_1α、u_1β、u_2α、u_2β，计算每台电机所对应的三相PWM波中非零电压矢量所对应的占空比，得到两个新的三相PWM波；

(2)对两个新的三相PWM波的占空比进行相应的加法运算，得到一个五相PWM波；

(3)优化五相PWM波中非零电压矢量所对应的占空比；

(4)将五相PWM波中的零电压矢量所对应的占空比均匀分配给零电压矢量(0,0,0,0,0)和零电压矢量(1,1,1,1,1)，并在一个控制周期中，将经过以上步骤得到的占空比所对应的脉冲居中。

在一个实例中，u_sa、u_sb、u_sc为三相电网相电压；u_dc为直流侧电容电压；两台永磁同步电机(permanent>

(1)根据两相静止αβ坐标系上的电机定子电压分量u_1α、u_1β、u_2α、u_2β，计算每台电机所对应的三相PWM波中非零电压矢量所对应的占空比，得到两个新的三相PWM波，即运用两个独立的空间矢量脉宽调制方法，在一个控制周期内，得到作用于电机1的逆变器上桥臂PWM波占空比λ_a1、λ_b1、λ_c1和作用于电机2的逆变器上桥臂PWM波占空比λ_a2、λ_b2、λ_c2；

(2)对两个新的三相PWM波的占空比进行相应的加法运算，得到一个五相PWM波，为了使五相PWM波的占空比尽可能小于1，且公共桥臂的占空比同时满足两台电机，对各相占空比进行如下运算：

式中，λ_A0、λ_B0、λ_C0、λ_D0、λ_E0分别为每相上桥臂的PWM波占空比，λ_min1＝min{λ_a1,λ_b1,λ_c1}，λ_min2＝min{λ_a2,λ_b2,λ_c2}；

(3)优化五相PWM波中非零电压矢量所对应的占空比，为了避免λ_A0、λ_B0、λ_C0、λ_D0、λ_E0大于1，做进一步优化，其运算如下：

式中，λ_min＝min{λ_A0,λ_B0,λ_C0,λ_D0,λ_E0}；则λ_A1、λ_B1、λ_C1、λ_D1、λ_E1为新的五个上桥臂PWM波占空比；

(4)将五相PWM波中的零电压矢量所对应的占空比均匀分配给零电压矢量(0,0,0,0,0)和零电压矢量(1,1,1,1,1)，并在一个控制周期中，将经过以上步骤得到的占空比所对应的脉冲居中，作如下运算：

式中，λ_max＝max{λ_A1,λ_B1,λ_C1,λ_D1,λ_E1}；λ_A，λ_B，λ_C，λ_D，λ_E便是最终五桥臂逆变器的五相PWM驱动信号的占空比；

在每个控制周期中，根据所得的占空比便可以得到相应的五相PWM波，最终实现独立控制两台电机且扩展其速度范围的目的。

本发明的特点及有益效果是：

本发明的一种应用于五桥臂两永磁电机系统的调制方法，提出了一种零电压矢量优化调制策略，与传统策略相比，新的调制策略有效提高了电机调速范围，同时减小了电流谐波。

附图说明

图1是五桥臂两永磁电机系统电路拓扑结构图。

图2是五五桥臂两永磁电机系统控制结构图。

图3是单台电机空间电压矢量图。

图4是两台电机的三相PWM驱动波形。图中：

(a)电机1的三相PWM波；

(b)电机2的三相PWM波。

图5是一个控制周期内传统调制策略所产生的五相PWM波。

图6是一个控制周期内优化调制策略所产生的五相PWM波。

图7是两种调制策略的调速范围对比图。图中：

(a)传统调制策略；

(b)优化调制策略。

图8是两种调制策略的电流谐波分析图。图中：

(a)传统调制策略；

(b)优化调制策略。

具体实施方式

相比于传统调制策略，本发明构建了一种基于零电压矢量优化的调制策略，该策略结合传统的空间矢量脉宽调制技术，在满足公共桥臂脉宽一致的情况下，一个控制周期内尽可能的扩大每台电机非零电压矢量作用时间的变化范围，即一个控制周期中先对非零电压矢量的作用时间进行分配，再考虑零电压矢量作用时间的均匀分配，进而达到独立控制两电机及扩展两电机的调速范围的目的。

本发明针对的电路结构为五桥臂双永磁电机系统，由五桥臂逆变器、两台永磁同步电机和微处理器构成，三相电网和不可控整流桥的输出作为五桥臂逆变器的输入，五桥臂逆变器的每一个桥臂均由串接的两个开关管构成，串接点输出控制两台三相永磁同步电机的一个相，其中第3个桥臂同时控制两台三相永磁同步电机的各一个相。

本发明控制算法主要在微处理器中实现，在两相旋转dq坐标系下，采用电机d轴电流i_d＝0的控制方式，每台电机的速度环和电流环均采用比例积分(proportionalintegral，PI)控制器。先将每台电机的实际转速和给定转速相减，经过转速环PI控制器后生成两台电机q轴电流给定i_1q^*和i_2q^*；将i_1q^*和i_2q^*和两台电机q轴实际电流i_1q和i_2q相减，同时将两台电机d轴电流给定i_1d^*和i_2d^*和电机d轴实际电流i_1d和i_2d相减，所得结果经过电流环PI控制器后得到两台电机定子电压分量u_1d、u_1q、u_2d、u_2q；再经过反Park变换将两相旋转dq坐标系上的电机定子电压分量变换为两相静止αβ坐标系上的电机定子电压分量u_1α、u_1β、u_2α、u_2β；最后，采用空间电压矢量脉宽调制(space>

其中，SVPWM中电压矢量的表示规则为：1代表上桥臂开通，下桥臂关断；0代表上桥臂关断，下桥臂开通。在电机运行过程中，对每台电机，零电压矢量u₀(0,0,0)和零电压矢量u₇(1,1,1)对电机控制的影响相同，同时为使电机不发生过调制现象，公共桥臂上两台电机占空比加和运算后要小于1。基于上述前提，本发明将每台电机中的u₇(1,1,1)用u₀(0,0,0)代替，一方面使得每台电机的非零电压矢量与独立SVPWM产生的非零电压矢量的作用时间相同，不影响控制效果；另一方面，能够使得每台电机每相脉宽调制(pulse>

(1)根据两相静止αβ坐标系上的电机定子电压分量u_1α、u_1β、u_2α、u_2β，计算每台电机所对应的三相PWM波中非零电压矢量所对应的占空比，得到两个新的三相PWM波。

(2)对两个新的三相PWM波的占空比进行相应的加法运算，得到一个五相PWM波。

(3)优化五相PWM波中非零电压矢量所对应的占空比。

(4)将五相PWM波中的零电压矢量所对应的占空比均匀分配给零电压矢量(0,0,0,0,0)和零电压矢量(1,1,1,1,1)。并在一个控制周期中，将经过以上步骤得到的占空比所对应的脉冲居中。

下面结合实施例和附图对本发明的一种应用于五桥臂两永磁电机系统的零电压优化调制策略做出详细说明。

在本实施例中，选用TI公司的TMS320F28335微处理器进行公式计算、算法处理、信号采集，并生成开关管开关信号。图1是五桥臂两永磁电机系统电路拓扑结构图，左侧为三相电网和不可控整流桥，其中，u_sa、u_sb、u_sc为三相电网的各相相电压；u_dc为直流侧电容电压；S_x1(x＝A，B，C，D，E)为上桥臂开关管开关状态，S_x2(x＝A，B，C，D，E)为下桥臂开关管开关状态，二者互补。右侧为五桥臂逆变器的变流桥和两台永磁同步电机(permanent>

本发明的控制结构图如图2所示，采用i_d＝0控制方式，速度环和电流环均采用比例积分(proportional>1ref和ω_2ref分别为两电机的给定转速；ω₁和ω₂分别为两电机的实际转速；i_1d^*和i_2d^*分别为两相旋转dq坐标系上两电机的d轴电流给定；i_1d和i_2d分别为两相旋转dq坐标系上两电机的d轴实际电流；i_1q^*和i_2q^*分别为两相旋转dq坐标系上两电机的q轴电流给定；i_1q和i_2q分别为两相旋转dq坐标系上两电机的q轴实际电流；u_1d、u_1q、u_2d、u_2q是两台电机在两相旋转dq坐标系上的定子电压分量；i_1α、i_1β、i_2α、i_2β是两台电机在两相静止αβ坐标系上的定子电流分量；u_1α、u_1β、u_2α、u_2β是两台电机在两相静止αβ坐标系上的定子电压分量；θ₁和θ₂分别为两台电机的旋转电角度；SVPWM指的是空间矢量脉宽调制；λ_a1，λ_b1，λ_c1，λ_a2，λ_b2，λ_c2为SVPWM所产生的六相PWM波的占空比；λ_A，λ_B，λ_C，λ_D，λ_E为五桥臂逆变器的五相PWM驱动信号的占空比；FL-VSI表示五桥臂电压源逆变器；PMSM1和PMSM2为两台永磁同步电机；反Park变换将在两相旋转dq坐标系上的定子电压分量变换为在两相静止αβ坐标系上的定子电压分量，其公式为：

式中，u_1α、u_1β、u_2α、u_2β是两台电机在两相静止αβ坐标系上的定子电压分量；u_1d、u_1q、u_2d、u_2q是两台电机在两相旋转dq坐标系上的定子电压分量；θ₁和θ₂为两台电机的旋转电角度。

3/2变换将三相定子电流变换为在两相静止αβ坐标系上的定子电流分量，其公式为：

式中，i_1α、i_1β、i_2α、i_2β是两台电机在两相静止αβ坐标系上的定子电流分量；i_a1、i_b1、i_c1、i_a2、i_b2、i_c2分别为两台电机的三相定子电流。

Park变换是将在两相静止αβ坐标系上的定子电流分量变换为在两相旋转dq坐标系上的定子电流分量，其公式为：

式中，i_1α、i_1β、i_2α、i_2β是两台电机在两相静止αβ坐标系上的定子电流分量；i_1d、i_1q、i_2d、i_2q是两台电机在两相旋转αβ坐标系上的定子电流分量。

本发明对电路的调制策略进行了创新优化，下面将传统策略与本发明策略进行对比。

1、传统调制策略

在电机控制中，空间磁链与电压矢量之间的关系可以用以下式子来表达

△ψ_s≈u_sT_s>

式中，Δψ_s为一个控制周期磁链的变化量；u_s为电压矢量；T_s为一个控制周期。

图3中，u_ref1和u_ref2分别为两电机参考电压矢量；对每一台单独的电机来说，空间电压矢量被划分成Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ六个扇区；u₁(1,0,0)，u₂(1,1,0)，u₃(0,1,0)，u₄(0,1,1)，u₅(0,0,1)，u₆(1,0,1)为六个非零电压矢量；u₀(0,0,0)，u₇(1,1,1)为两个零电压矢量；ω₁、ω₂分别为电机1和电机2的旋转角速度；θ₁是电机1的旋转电角度。

参考电压矢量在图3所示的位置时，两台电机的三相PWM驱动波形如图4所示。图4中，T_s为控制周期，T₁₁、T₁₂分别为电机1的两个非零电压矢量的作用时间，T₂₁、T₂₂分别为电机2的两个非零电压矢量的作用时间，T₁₀、T₂₀分别为电机1和电机2的零电压矢量作用的时间。

其中，T_a1、T_b1、T_c1、T_a2、T_b2、T_c2分别为一个控制周期内各上桥臂开关器件的导通时间，则各相PWM波驱动信号的占空比为

设直流母线电压为u_dc，以第Ⅰ扇区为例，可知u_ref1由u₁(1,0,0)、u₂(1,1,0)合成的，由此可计算非零电压矢量作用时间为

式中T₁₁和T₁₂分别代表电压矢量u₁(1,0,0)和u₂(1,1,0)在一个控制周期内的作用时间。

由式(7)知，当电机转速升高时，|Δψ_s|变大，则|u_ref1|变大；由式(9)可知，非零电压矢量作用时间T₁₁、T₁₂也随之增加。

在传统调制策略中，一个控制周期被平均划分为两个半周期来实现两台电机的独立控制，在每个半周期内分别独立地控制一台电机，另一台电机则由零电压矢量作用，在整个调制周期内交替的产生两电机所需要的参考电压矢量，将一个控制周期内对两台电机的同时控制转化为两个半周期内对两台电机分时的独立控制，避免了两电机同时控制时公共桥臂开关器件的开关状态不同而引起的冲突，实现了两电机的独立控制，由于零矢量作用时间变长，使得两电机对直流母线电压的利用率偏低，调速范围受限。

举例说明，图5为电机1的u_ref1电压矢量用u₁(1,0,0)和u₂(1,1,0)合成，电机2的u_ref2电压矢量用u₃(0,1,0)和u₄(0,1,1)合成时，一个控制周期内的五相上桥臂开关管脉宽调制(pulse>s为一个控制周期；T₁₁和T₁₂分别代表电机1的电压矢量u₁(1,0,0)和u₂(1,1,0)在一个控制周期内的作用时间；T₂₁和T₂₂分别代表电机2的电压矢量u₃(0,1,0)和u₄(0,1,1)在一个控制周期内的作用时间；A、B、C、D、E代表五个桥臂。由图5可知，传统调制策略中两台电机非零电压矢量作用时间范围较小，使电机调速范围受到限制。例如，当电机2低速运行时，电机2非零电压矢量的作用时间接近零，此时电机1非零电压矢量作用时间的变化范围仅为0～T_s/2，限制了电机1的调速范围。

2、本发明零电压矢量优化调制策略

本发明的一种应用于五桥臂两永磁电机系统的电压矢量优化调制策略，用于由五桥臂逆变器和两台永磁同步电机组成的两电机控制系统，包括如下步骤：

(1)根据两相静止αβ坐标系上的电机定子电压分量u_1α、u_1β、u_2α、u_2β，计算每台电机所对应的三相PWM波中非零电压矢量所对应的占空比，得到两个新的三相PWM波。即运用两个独立的空间矢量脉宽调制方法，在一个控制周期内，得到作用于电机1的逆变器上桥臂PWM波占空比λ_a1、λ_b1、λ_c1和作用于电机2的逆变器上桥臂PWM波占空比λ_a2、λ_b2、λ_c2。

(2)对两个新的三相PWM波的占空比进行相应的加法运算，得到一个五相PWM波。为了使五相PWM波的占空比尽可能小于1，且公共桥臂的占空比同时满足两台电机，对各相占空比进行如下运算：

式中，λ_A0、λ_B0、λ_C0、λ_D0、λ_E0分别为每相上桥臂的PWM波占空比，λ_min1＝min{λ_a1,λ_b1,λ_c1}，λ_min2＝min{λ_a2,λ_b2,λ_c2}。

当电机1的参考电压矢量位于第Ⅰ扇区，电机2的参考电压矢量位于第Ⅲ扇区时，做式(10)运算可得如图6所示的PWM波。图6中，T_s为一个控制周期；T₁₁和T₁₂分别代表电机1的电压矢量u₁(1,0,0)和u₂(1,1,0)在一个控制周期内的作用时间；T₂₁和T₂₂分别代表电机2的电压矢量u₃(0,1,0)和u₄(0,1,1)在一个控制周期内的作用时间；A、B、C、D、E代表五个桥臂；λ_A0、λ_B0、λ_C0、λ_D0、λ_E0代表每个上桥臂的PWM波占空比。图6表明优化后并未改变两台电机非零电压矢量的作用时间，故该优化方法可以同时独立的驱动两台电机。

(3)优化五相PWM波中非零电压矢量所对应的占空比。当两台电机的参考电压矢量中有一个或两个位于Ⅰ、Ⅱ扇区时，则λ_A0、λ_B0、λ_C0、λ_D0、λ_E0中有一个为零，此时这样的调制已经使非零电压矢量作用时间范围优化至最大。而当两台电机的参考电压矢量均位于Ⅲ、Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ时，则λ_A0、λ_B0、λ_C0、λ_D0、λ_E0的值均大于零，为了避免占空比大于1，还可以做进一步优化。综合上面两种情况对五相占空比做如下运算：

式中，λ_min＝min{λ_A0,λ_B0,λ_C0,λ_D0,λ_E0}；则λ_A1、λ_B1、λ_C1、λ_D1、λ_E1为新的五个上桥臂PWM波占空比。

(4)将五相PWM波中的零电压矢量所对应的占空比均匀分配给零电压矢量(0,0,0,0,0)和零电压矢量(1,1,1,1,1)。并在一个控制周期中，将经过以上步骤得到的占空比所对应的脉冲居中。通过以上优化方法，在调速范围内，一个控制周期中，五相PWM波所对应的电压矢量中将不存在零电压矢量(1,1,1,1,1)。为了避免开关管在极短的时间内开通又关断，与传统SVPWM一样，将零矢量的作用时间平均分配给零矢量(0,0,0,0,0)和零矢量(1,1,1,1,1)，作如下运算：

式中，λ_max＝max{λ_A1,λ_B1,λ_C1,λ_D1,λ_E1}；λ_A，λ_B，λ_C，λ_D，λ_E便是最终五桥臂逆变器的五相PWM驱动信号的占空比。

由式(12)和图6可知，当电机2低速运行时，电机2非零电压矢量的作用时间接近零，此时电机1非零电压矢量作用时间的变化范围为0～T_s，相比于传统方法，优化调制策略中，非零电压矢量作用时间的变化范围变大，即扩展了五桥臂逆变器驱动双电机的调速范围。相比于传统的调制策略，逆变器的开关频率减小了一半。

本发明的一种应用于五桥臂两永磁电机系统的零电压矢量优化调制策略，其控制目标为：1、提高两电机的调速范围；2、减小电流谐波。

为验证本发明的有效性，搭建实验系统进行了实验，两台电机的参数如表1所示。

表1电机参数

图7为传统调制策略与优化调制策略的转速和q轴电流波形图，两电机均空载，ω₁和ω₂分别为电机1和电机2的转速。在传统调制策略中，使电机1的转速为50r/min，逐渐增加电机2的转速，在5s时，电机2的给定转速从780r/min阶跃至850r/min，转速波形发生了抖动，且q轴电流波动较大，说明此时已超出电机2的正常调速范围，故当电机1的转速为50r/min时，电机2的最高转速为780r/min。在优化调制策略中，使电机1的转速为50r/min时，逐渐增加电机2的转速，在5s时，电机2的给定转速从1450r/min阶跃至1500r/min，虽然转速能够跟随给定，但是此时的q轴电流已出现明显的抖动，即转矩波动特别大，故此时已超出了电机2的正常调速范围，即当电机1的转速为50r/min时，电机2的最大转速为1450r/min。可以看出当两台电机的转速相差很大时，优化调制策略的调速范围远远大于传统调制策略。

图8为两台电机的转速均为300r/min，给电机2加4N的负载时，电机2的电流波形，i_e为电机2的一相电流；i_epeak为各谐波的峰值；t为时间；f为各谐波的频率。对两种控制策略的电流谐波进行分析，传统调制策略的THD为8.74％，优化调制策略的THD为3.83％，故优化调制策略的电机电流谐波含量低于传统调制策略。

综上所述，本发明基于SVPWM技术对五桥臂逆变器驱动两电机调制策略进行了优化，通过对零电压矢量的合理分配扩展了两电机的调速范围且减小电机的电流谐波。

尽管上面结合图对本发明进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨的情况下，还可以作出很多变形，这些均属于本发明的保护之内。