一种三相四线制零电压开关逆变器的零电压开关调制方法

摘要

本发明公开了一种三相四线制零电压开关逆变器的零电压开关调制方法。该调制方法通过将三相四线制零电压开关逆变器三相主开关调制波与锯齿载波比较，再经反相器及上升沿延时模块产生主开关信号，将三相四线制零电压开关逆变器辅助开关调制波与锯齿载波比较，再经上升沿延时模块、反相器与下降沿延时模块产生桥臂直通信号与辅助开关信号，在三相四线制零电压开关逆变器的全控主开关换流期间将直通信号作用在全控主开关上，为谐振电感充磁提供续流回路，以储存足够的谐振能量。本发明结构简单，能实现工频周期内全范围软开关，所有开关器件实现零电压开通，开关损耗小，电路效率高，并能抑制二极管反向恢复，减少电磁干扰。

说明书

技术领域

本发明涉及三相逆变器及其调制方式，尤其涉及一种三相四线制零电压开关逆变器的零电压开关调制方法。

背景技术

逆变器是将直流电转换为交流电的装置，常见的拓扑如三相四线制逆变器，包括由六个反并联有二极管的全控主开关(S_a1,S_a2,S_b1,S_b2,S_c1,S_c2)组成的三相桥臂，分别接在各相桥臂输出中点(A,B,C)与负载(R_a,R_b,R_c)之间的输出电感(L_a,L_b,L_c)，接在负载两端的输出电容(C_a0,C_b0,C_c0)，接在三相桥臂输入侧直流母线正负端之间的两个直流母线电容(C_dc1,C_dc2)，接在正负母线电容中点(0)、输出电容中点及负载中点的中线。电路工作在硬开关状态，存在二极管反向恢复现象，换流器件开关损耗大，限制了工作频率的提高，导致需采用较大的滤波器，降低了电路效率并存在电磁干扰。复合有源箝位技术应用于三相四线制逆变器，能实现器件的零电压开关，减少开关损耗。

发明内容

本发明的目的是提供一种减小开关损耗，提高电路效率的三相四线制零电压开关逆变器的零电压开关调制方法。

本发明的三相四线制零电压开关逆变器的零电压开关调制方法，该三相四线制零电压开关逆变器包括：由六个反并联有二极管的全控主开关S_a1,S_a2,S_b1,S_b2,S_c1,S_c2组成的三相桥臂，分别接在各相桥臂输出中点A,B,C与负载R_a,R_b,R_c之间的输出电感L_a,L_b,L_c，接在负载两端的输出电容C_a0,C_b0,C_c0，接在三相桥臂输入侧直流母线正负端之间的两个直流母线电容C_dc1,C_dc2，接在正负母线电容中点0、输出电容中点及负载中点的中线，三相桥臂的六个全控主开关分别并联电容C_ra1,C_ra2,C_rb1,C_rb2,C_rc1,C_rc2，在三相桥臂的正输入端和第一直流母线电容C_dc1正极之间接入谐振电感L_r，谐振电感L_r的正极连接第一直流母线电容C_dc1正极，谐振电感L_r的负极连接三相桥臂的正输入端，在谐振电感L_r两端跨接由反并联有二极管的辅助开关S_aux与箝位电容C_c相串联的电路，其中箝位电容C_c的负极连接谐振电感L_r正极，辅助开关S_aux中反并联二极管阳极连接谐振电感L_r负极，在辅助开关S_aux两端并联电容C_raux，

其特征在于，调制方法为采用比较值计算模块，七个比较器，三个选择器，四个反相器，八个上升沿延时模块，一个下降沿延时模块和六个与门，对三相四线制零电压开关的三相桥臂主开关以及辅助开关进行零电压开关调制；

比较值计算模块的输入端连接直流电压V_dc及三相参考电压，比较值计算模块输出三相主开关比较值u_ma、u_mb、u_mc，锯齿载波u_saw以及辅助开关比较值u_m7；比较值计算模块输出的三相比较值u_ma与第一比较器的正输入端和第二比较器的负输入端相连，第一比较器的负输入端和第二比较器的正输入端连接比较值计算模块输出的锯齿载波u_saw，第一比较器的输出端连接第一选择器的输入端a，第二比较器的输出端连接第一选择器的输入端b，第一选择器的输出端连接第一上升沿延时模块的输入端和第一反向器的输入端，第一反向器的输出端连接第二上升沿延时模块的输入端，第一上升沿延时模块的输出端连接第一与门的一个输入端，第二上升沿延时模块的输出端连接第二与门的一个输入端，第一与门的另一个输入端以及第二与门的另一个输入端分别与第七上升沿延时模块输出的直通信号连接，第一与门输出主开关S_a1的驱动信号v_{gs_Sa1}，第二与门输出主开关S_a2的驱动信号v_{gs_Sa2}；比较值计算模块输出的三相比较值u_mb与第三比较器的正输入端和第四比较器的负输入端相连，第三比较器的负输入端和第四比较器的正输入端连接比较值计算模块输出的锯齿载波u_saw，第三比较器的输出端连接第二选择器的输入端a，第四比较器的输出端连接第二选择器的输入端b，第二选择器的输出端连接第三上升沿延时模块的输入端和第二反向器的输入端，第二反向器的输出端连接第四上升沿延时模块的输入端，第三上升沿延时模块的输出端连接第三与门的一个输入端，第四上升沿延时模块的输出端连接第四与门的一个输入端，第三与门的另一个输入端以及第四与门的另一个输入端分别与第七上升沿延时模块输出的直通信号连接，第三与门输出主开关S_b1的驱动信号v_{gs_Sb1}，第四与门输出主开关S_b2的驱动信号v_{gs_Sb2}；三相主开关比较值计算模块输出的三相比较值u_mc与第五比较器的正输入端和第六比较器的负输入端相连，第五比较器的负输入端和第六比较器的正输入端连接比较值计算模块输出的锯齿载波u_saw，第五比较器的输出端连接第三选择器的输入端a，第六比较器的输出端连接第三选择器的输入端b，第三选择器的输出端连接第五上升沿延时模块的输入端和第三反向器的输入端，第三反向器的输出端连接第六上升沿延时模块的输入端，第五上升沿延时模块的输出端连接第五与门的一个输入端，第六上升沿延时模块的输出端连接第六与门的一个输入端，第五与门的另一个输入端以及第六与门的另一个输入端分别与第七上升沿延时模块输出的直通信号连接，第五与门输出主开关S_c1的驱动信号v_{gs_Sc1}，第六与门输出主开关S_b2的驱动信号v_{gs_Sc2}；比较值计算模块输出的比较值u_m7与第七比较器的负输入端相连，第七比较器的正输入端连接比较值计算模块输出的锯齿载波u_saw，第七比较器的输出端连接第七上升沿延时模块的输入端和第四反向器的输入端，第四反向器的输出端连接第八上升沿延时模块的输入端，第八上升沿延时模块的输出端连接第一下降沿延时模块的输入端，第七上升沿延时模块输出直通信号，第一下降沿延时模块输出辅助开关驱动信号v_{gs_Saux}；

上述的比较值计算模块输出三相主开关比较值u_ma、u_mb、u_mc，锯齿载波u_saw以及辅助开关比较值u_m7有两种实现方法：

第一种方法采用三相主开关比较值计算模块I，下降锯齿载波I以及辅助开关比较值计算模块I，由三相主开关比较值计算模块I输出三相主开关比较值u_ma、u_mb、u_mc，下降锯齿载波I输出锯齿载波u_saw，辅助开关比较值计算模块I输出辅助开关比较值u_m7；

所述的三相主开关比较值计算模块I：根据A相参考电压u_ra的相位从-30度开始至330度结束作为一个工频周期，以每60度相位将一个工频周期分为6个区间，-30度至30度为区间I，30度至90度为区间II，90度至150度为区间III，150度至210度为区间IV，210度至270度为区间V，270度至330度为区间VI；区间I中，A相比较值u_ma为V_dc/2-u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2+u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2+u_rc；区间II中，A相比较值u_ma为V_dc/2-u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2-u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2+u_rc；区间III中，A相比较值u_ma为V_dc/2+u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2-u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2+u_rc；区间IV中，A相比较值u_ma为V_dc/2+u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2-u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2-u_rc；区间V中，A相比较值u_ma为V_dc/2+u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2+u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2-u_rc；区间VI中，A相比较值u_ma为V_dc/2-u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2+u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2-u_rc；

所述的三相主开关比较值计算模块I表达式为：

所述的辅助开关比较值计算模块I表达式为：

所述的下降锯齿载波I的表达式为：

表达式中的参数：V_dc为直流电压，u_ra为A相参考电压，u_rb为B相参考电压，u_rc为C相参考电压，T_s为开关周期，T_SC为直通信号的导通时间，T_d为死区时间，N为整数；

第二种方法采用三相主开关比较值计算模块II，上升锯齿载波II以及辅助开关比较值计算模块II，由三相主开关比较值计算模块II输出三相主开关比较值u_ma、u_mb、u_mc，上升锯齿载波II输出锯齿载波u_saw，辅助开关比较值计算模块II输出辅助开关比较值u_m7；

所述的三相主开关比较值计算模块II：根据A相参考电压u_ra的相位从-30度开始至330度结束作为一个工频周期，以每60度相位将一个工频周期分为6个区间，-30度至30度为区间I，30度至90度为区间II，90度至150度为区间III，150度至210度为区间IV，210度至270度为区间V，270度至330度为区间VI；区间I中，A相比较值u_ma为V_dc/2+u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2-u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2-u_rc；区间II中，A相比较值u_ma为V_dc/2+u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2+u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2-u_rc；区间III中，A相比较值u_ma为V_dc/2-u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2+u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2-u_rc；区间IV中，A相比较值u_ma为V_dc/2-u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2+u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2+u_rc；区间V中，A相比较值u_ma为V_dc/2-u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2-u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2+u_rc；区间VI中，A相比较值u_ma为V_dc/2+u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2-u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2+u_rc；

所述的三相主开关比较值计算模块II表达式为：

所述的辅助开关比较值计算模块II表达式为：

所述的上升锯齿载波II(45)的表达式为：

表达式中的参数：V_dc为直流电压，u_ra为A相参考电压，u_rb为B相参考电压，u_rc为C相参考电压，T_s为开关周期，T_SC为直通信号的导通时间，T_d为死区时间，N为整数；

所述的第一选择器的选择逻辑为当A相参考电压u_ra小于0时，第一选择器输出为第一选择器输入端a的信号，当A相参考电压u_ra大于0时，第一选择器输出为第一选择器输入端b的信号；第二选择器的选择逻辑为当B相参考电压u_rb小于0时，第二选择器输出为第二选择器输入端a的信号，当B相参考电压u_rb大于0时，第二选择器输出为第二选择器输入端b的信号；第三选择器的选择逻辑为当C相参考电压u_rc小于0时，第三选择器输出为第三选择器输入端a的信号，当C相参考电压u_rc大于0时，第三选择器输出为第三选择器输入端b的信号；

上述的第一上升沿延时模块、第二上升沿延时模块、第三上升沿延时模块、第四上升沿延时模块、第五上升沿延时模块、第六上升沿延时模块、第七上升沿延时模块、第八上升沿延时模块为上升沿延时，上升沿信号延时并输出，其余时刻输出信号与输入信号相等，第一上升沿延时模块、第二上升沿延时模块、第三上升沿延时模块、第四上升沿延时模块、第五上升沿延时模块、第六上升沿延时模块、第七上升沿延时模块的延时都为T_d，第八上升沿延时模块的延时为T_d2，第一下降沿延时模块为下降沿延时，下降沿信号延时并输出，其余时刻输出信号与输入信号相等，第一下降沿延时模块的延时都为T_d-T_r，需满足T_r≤T_d，T_r为第一谐振时间，T_d2满足T_d2>T_r2，T_r2为第二谐振时间。

采用本发明的三相四线制逆变器零电压开关调制方法，辅助开关动作引起电路谐振，在主开关换流期间将直通信号作用在主开关上，为谐振电感充磁提供续流回路，以提供足够的谐振能量,能实现工频周期内全范围零电压开关。该变换器中箝位二极管的反向恢复得到抑制，减少了电磁干扰。电路中所有功率开关器件实现软开关，开关损耗小，电路效率高，有利于提高工作频率，进而提高功率密度。

附图说明

图1为三相四线制零电压开关逆变器；

图2为三相四线制零电压开关逆变器的零电压开关调制方法实现框图；

图3为图2中比较值计算模块的第一种实现方法框图；

图4为图2中比较值计算模块的第二种实现方法框图；

图5为一个工频周期内六个工作区间的划分示意图；

图6为比较值计算模块采用第一种实现方法的区间I中的三相四线制零电压开关逆变器的零电压开关调制方法；

图7为比较值计算模块采用第一种实现方法的区间II中的三相四线制零电压开关逆变器的零电压开关调制方法；

图8为比较值计算模块采用第一种实现方法的区间III中的三相四线制零电压开关逆变器的零电压开关调制方法；

图9为比较值计算模块采用第一种实现方法的区间IV中的三相四线制零电压开关逆变器的零电压开关调制方法；

图10为比较值计算模块采用第一种实现方法的区间V中的三相四线制零电压开关逆变器的零电压开关调制方法；

图11为比较值计算模块采用第一种实现方法的区间VI中的三相四线制零电压开关逆变器的零电压开关调制方法；

图12为比较值计算模块采用第二种实现方法的区间I中的三相四线制零电压开关逆变器的零电压开关调制方法；

图13为三相四线制零电压开关逆变器工作时关键电压电流波形，以区间I为例；

图14为本发明对应图12所示t₀～t₁阶段的电路工作状态示意图；

图15为本发明对应图12所示t₁～t₂阶段的电路工作状态示意图；

图16为本发明对应图12所示t₂～t₃阶段的电路工作状态示意图；

图17为本发明对应图12所示t₃～t₄阶段的电路工作状态示意图；

图18为本发明对应图12所示t₄～t₅阶段的电路工作状态示意图；

图19为本发明对应图12所示t₅～t₆阶段的电路工作状态示意图；

图20为本发明对应图12所示t₆～t₇阶段的电路工作状态示意图；

图21为本发明对应图12所示t₇～t₈阶段的电路工作状态示意图；

图22为本发明对应图12所示t₈～t₉阶段的电路工作状态示意图；

图23为本发明对应图12所示t₉～t₁₀阶段的电路工作状态示意图；

图24为本发明对应图12所示t₁₀～t₁₁阶段的电路工作状态示意图；

图25为本发明对应图12所示t₁₁～t₁₂阶段的电路工作状态示意图；

具体实施方式

下面结合附图对本发明进行详细说明。

参照图1，三相四线制零电压开关逆变器包括由六个反并联有二极管的全控主开关S_a1,S_a2,S_b1,S_b2,S_c1,S_c2组成的三相桥臂，分别接在各相桥臂输出中点A,B,C与负载R_a,R_b,R_c之间的输出电感L_a,L_b,L_c，接在负载两端的输出电容C_a0,C_b0,C_c0，接在三相桥臂输入侧直流母线正负端之间的两个直流母线电容C_dc1,C_dc2，接在正负母线电容中点0、输出电容中点及负载中点的中线，三相桥臂的六个全控主开关分别并联电容C_ra1,C_ra2,C_rb1,C_rb2,C_rc1,C_rc2，在三相桥臂的正输入端和第一直流母线电容C_dc1正极之间接入谐振电感L_r，谐振电感L_r的正极连接第一直流母线电容C_dc1正极，谐振电感L_r的负极连接三相桥臂的正输入端，在谐振电感L_r两端跨接由反并联有二极管的辅助开关S_aux与箝位电容C_c相串联的电路，其中箝位电容C_c的负极连接谐振电感L_r正极，辅助开关S_aux中反并联二极管阳极连接谐振电感L_r负极，在辅助开关S_aux两端并联电容C_raux。

参照图2，三相四线制零电压开关逆变器的零电压开关调制方法，采用比较值计算模块3，七个比较器4、5、6、7、8、9、10，三个选择器11、12、13，四个反相器14、15、16、17，八个上升沿延时模块18、19、20、21、22、23、24、25，一个下降沿延时模块26，六个与门27，28，29，30，31，32，对三相四线制零电压开关逆变器的三相桥臂主开关以及辅助开关进行零电压开关调制；

比较值计算模块3的输入端连接直流电压V_dc>ma、u_mb、u_mc，锯齿载波u_saw以及辅助开关比较值u_m7；

比较值计算模块3输出的三相比较值u_ma与第一比较器4的正输入端和第二比较器5的负输入端相连，第一比较器4的负输入端和第二比较器5的正输入端连接比较值计算模块3输出的锯齿载波u_saw，第一比较器4的输出端连接第一选择器11的输入端a，第二比较器5的输出端连接第一选择器11的输入端b，第一选择器11的输出端连接第一上升沿延时模块18的输入端和第一反向器14的输入端，第一反向器14的输出端连接第二上升沿延时模块19的输入端，第一上升沿延时模块18的输出端连接第一与门27的一个输入端，第二上升沿延时模块19的输出端连接第二与门28的一个输入端，第一与门27的另一个输入端以及第二与门28的另一个输入端分别与第七上升沿延时模块24输出的直通信号连接，第一与门27输出主开关S_a1的驱动信号v_{gs_Sa1}33，第二与门28输出主开关S_a2的驱动信号v_{gs_Sa2}>mb与第三比较器6的正输入端和第四比较器7的负输入端相连，第三比较器6的负输入端和第四比较器7的正输入端连接比较值计算模块3输出的锯齿载波u_saw，第三比较器6的输出端连接第二选择器12的输入端a，第四比较器7的输出端连接第二选择器12的输入端b，第二选择器12的输出端连接第三上升沿延时模块20的输入端和第二反向器15的输入端，第二反向器15的输出端连接第四上升沿延时模块21的输入端，第三上升沿延时模块22的输出端连接第三与门29的一个输入端，第四上升沿延时模块21的输出端连接第四与门30的一个输入端，第三与门29的另一个输入端以及第四与门30的另一个输入端分别与第七上升沿延时模块24输出的直通信号连接，第三与门29输出主开关S_b1的驱动信号v_{gs_Sb1}>b2的驱动信号v_{gs_Sb2}>mc与第五比较器8的正输入端和第六比较器9的负输入端相连，第五比较器8的负输入端和第六比较器9的正输入端连接比较值计算模块3输出的锯齿载波u_saw，第五比较器8的输出端连接第三选择器13的输入端a，第六比较器9的输出端连接第三选择器13的输入端b，第三选择器13的输出端连接第五上升沿延时模块22的输入端和第三反向器16的输入端，第三反向器16的输出端连接第六上升沿延时模块23的输入端，第五上升沿延时模块22的输出端连接第五与门31的一个输入端，第六上升沿延时模块23的输出端连接第六与门32的一个输入端，第五与门31的另一个输入端以及第六与门32的另一个输入端分别与第七上升沿延时模块24输出的直通信号连接，第五与门31输出主开关S_c1的驱动信号v_{gs_Sc1}37，第六与门32输出主开关S_b2的驱动信号v_{gs_Sc2}>m7与第七比较器10的负输入端相连，第七比较器10的正输入端连接比较值计算模块3输出的锯齿载波u_saw，第七比较器10的输出端连接第七上升沿延时模块24的输入端和第四反向器17的输入端，第四反向器17的输出端连接第八上升沿延时模块25的输入端，第八上升沿延时模块25的输出端连接第一下降沿延时模块26的输入端，第七上升沿延时模块24输出直通信号，第一下降沿延时模块26输出辅助开关驱动信号v_{gs_Saux}>

上述的比较值计算模块3输出三相主开关比较值u_ma、u_mb、u_mc，锯齿载波u_saw以及辅助开关比较值u_m7有两种实现方法：

第一种方法参照图3，采用三相主开关比较值计算模块I 41，下降锯齿载波I 42以及辅助开关比较值计算模块I 43，由三相主开关比较值计算模块I 41输出三相主开关比较值u_ma、u_mb、u_mc，下降锯齿载波I>saw，辅助开关比较值计算模块I>m7；

第二种方法参照图4，采用三相主开关比较值计算模块II 44，上升锯齿载波II 45以及辅助开关比较值计算模块II 46，由三相主开关比较值计算模块II 44输出三相主开关比较值u_ma、u_mb、u_mc，上升锯齿载波II>saw，辅助开关比较值u_m7计算模块II>m7；

所述的第一选择器11的选择逻辑为当A相参考电压u_ra小于0时，第一选择器11输出为第一选择器11输入端a的信号，当A相参考电压u_ra大于0时，第一选择器11输出为第一选择器11输入端b的信号；第二选择器12的选择逻辑为当B相参考电压u_rb小于0时，第二选择器12输出为第二选择器12输入端a的信号，当B相参考电压u_rb大于0时，第二选择器12输出为第二选择器12输入端b的信号；第三选择器13的选择逻辑为当C相参考电压u_rc小于0时，第三选择器13输出为第三选择器13输入端a的信号，当C相参考电压u_rc大于0时，第三选择器13输出为第三选择器13输入端b的信号；

上述的第一上升沿延时模块18、第二上升沿延时模块19、第三上升沿延时模块20、第四上升沿延时模块21、第五上升沿延时模块22、第六上升沿延时模块23、第七上升沿延时模块24、第八上升沿延时模块25为上升沿延时，上升沿信号延时并输出，其余时刻输出信号与输入信号相等，第一上升沿延时模块18、第二上升沿延时模块19、第三上升沿延时模块20、第四上升沿延时模块21、第五上升沿延时模块22、第六上升沿延时模块23、第七上升沿延时模块24的延时都为T_d，第八上升沿延时模块25的延时为T_d2，第一下降沿延时模块26为下降沿延时，下降沿信号延时并输出，其余时刻输出信号与输入信号相等，第一下降沿延时模块26的延时都为T_d-T_r，需满足T_r≤T_d，T_r为第一谐振时间，T_d2满足T_d2>T_r2，T_r2为第二谐振时间。

参照图5，根据A相参考电压u_ra的相位从-30度开始至330度结束作为一个工频周期，以每60度相位将一个工频周期分为6个区间，-30度至30度为区间I，30度至90度为区间II，90度至150度为区间III，150度至210度为区间IV，210度至270度为区间V，270度至330度为区间VI；

当比较值计算模块3采用第一种实现方法时，所述的三相主开关比较值计算模块I 41：区间I中，A相比较值u_ma为V_dc/2-u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2+u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2+u_rc；区间II中，A相比较值u_ma为V_dc/2-u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2-u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2+u_rc；区间III中，A相比较值u_ma为V_dc/2+u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2-u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2+u_rc；区间IV中，A相比较值u_ma为V_dc/2+u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2-u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2-u_rc；区间V中，A相比较值u_ma为V_dc/2+u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2+u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2-u_rc；区间VI中，A相比较值u_ma为V_dc/2-u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2+u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2-u_rc；

所述的三相主开关比较值计算模块I 41表达式为：

所述的辅助开关比较值计算模块I 43表达式为：

所述的下降锯齿载波I 42的表达式为：

表达式中的参数：V_dc为直流电压，u_ra为A相参考电压，u_rb为B相参考电压，u_rc为C相参考电压，T_s为开关周期，T_SC为直通信号的导通时间，T_d为死区时间，N为整数；

当比较值计算模块3采用第二种实现方法时，所述的三相主开关比较值计算模块II 44：区间I中，A相比较值u_ma为V_dc/2+u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2-u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2-u_rc；区间II中，A相比较值u_ma为V_dc/2+u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2+u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2-u_rc；区间III中，A相比较值u_ma为V_dc/2-u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2+u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2-u_rc；区间IV中，A相比较值u_ma为V_dc/2-u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2+u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2+u_rc；区间V中，A相比较值u_ma为V_dc/2-u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2-u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2+u_rc；区间VI中，A相比较值u_ma为V_dc/2+u_ra,B相比较值u_mb为V_dc/2-u_rb,C相比较值u_mc为V_dc/2+u_rc；

所述的三相主开关比较值计算模块II 44表达式为：

所述的辅助开关比较值计算模块II 46表达式为：

所述的上升锯齿载波II 45的表达式为：

表达式中的参数：V_dc为直流电压，u_ra为A相参考电压，u_rb为B相参考电压，u_rc为C相参考电压，T_s为开关周期，T_SC为直通信号的导通时间，T_d为死区时间，N为整数；

参照图6，比较值计算模块3采用图3所示的第一种实现方法，以区间I为例具体说明开关器件零电压开通工作原理。在主开关S_a1、S_b2、S_c2开通前，辅助开关S_aux提前时间T_r关断，电路开始进入谐振状态，主开关S_a1、S_b2、S_c2并联电容C_ra1、C_rb2、C_rc2的电压在S_a1、S_b2、S_c2开通前谐振到0，实现主开关S_a1、S_b2、S_c2的零电压开通，直通信号与主开关S_a1、S_b2、S_c2同步，提供额外的续流通路供谐振电感L_r储存能量，直通信号开通时间T_SC根据负载电流决定，直通信号关断后，电路开始进入谐振状态，辅助S_aux并联电容C_raux的电压在S_aux开通前谐振到0，实现辅助开关S_aux的零电压开通。

参照图7至图11，其他区间采用比较值计算模块的第一种实现方法的零电压开通原理类似。

图12为区间I中比较值计算模块3采用第二种实现方法的零电压调制方法。其他区间类似。

参照图13，为本发明的三相四线制零电压开关逆变器工作时在一个开关周期内工作时关键电压电流波形，以区间I为例。

阶段一(t₀～t₁)：

如图14所示，A相二极管D_a2、B相二极管D_b1、C相二极管D_c1及辅助开关S_aux导通，由谐振电感L_r、箝位电容C_c、辅助开关S_aux组成的辅助电路中，谐振电感L_r两端电压为-V_Cc，谐振电感电流i_Lr线性下降；

阶段二(t₁～t₂)：

如图15所示，在t₁时刻，辅助开关S_aux关断，谐振电感L_r给主开关S_a1、S_b2、S_c2的并联电容C_ra1、C_rb2、C_rc2放电，给辅助开关S_aux的并联电容C_raux充电，谐振电感L_r的电流i_Lr谐振上升；

阶段三(t₂～t₃)：

如图16所示，到t₂时刻，主开关S_a1、S_b2、S_c2的并联电容C_ra1、C_rb2、C_rc2两端电压谐振至零，S_a1、S_b2、S_c2的反并联二极管D_a1、D_b2、D_c2开始导通，谐振电感L_r两端电压箝位在V_dc，谐振电感L_r电流i_Lr线性上升；

到t₃时刻，二极管D_a1、D_b2、D_c2电流降为0，谐振电感电流i_Lr上升至i_b+i_c；

阶段四(t₃～t₄)：

如图17所示，在t₃时刻，主开关S_a1、S_b2、S_c2零电压开通，负载电流i_a由二极管D_a2向主开关S_a1开始换流，负载电流i_b由二极管D_b1向主开关S_b2开始换流，负载电流i_c由二极管D_c1向主开关S_c2开始换流，谐振电感L_r两端电压箝位在V_dc，谐振电感L_r电流i_Lr继续线性上升；

在t₄时刻，二极管D_a2、D_b1、D_c1向主开关S_a1、S_b2、S_c2换流结束，谐振电感电流i_Lr等于负载电流i_a；

阶段五(t₄～t₅)：

如图18所示，在t₄时刻，主开关S_a2、S_b1、S_c1同时导通，进入直通阶段，谐振电感L_r两端电压继续箝位在V_dc，谐振电感L_r电流i_Lr继续线性上升。该阶段增加的谐振电感电流为i_add。

阶段六(t₅～t₆)：

如图19所示，在t₅时刻，主开关S_a2、S_b1、S_c1同时关断，谐振电感L_r给主开关S_a2、S_b1、S_c1的并联电容C_ra2、C_rb1、C_rc1充电，给辅助开关S_aux的并联电容C_raux放电，谐振电感L_r的电流i_Lr谐振上升；

阶段七(t₆～t₇)：

如图20所示，在t₆时刻，谐振电感L_r电流谐振上升至最大值，辅助开关S_aux的并联电容C_raux电压谐振至零，S_aux的反并联二极管D_aux开始导通，零电压开通实现，谐振电感L_r两端电压箝位在-V_Cc，谐振电感L_r电流开始线性下降；

在此阶段，A相主开关S_a1、B相主开关S_b2、C相主开关S_c2导通；

阶段八(t₇～t₈)：

如图21所示，在t₇时刻，主开关S_b2关断，负载电流i_b给主开关S_b2的并联电容C_rb2充电，给主开关S_b1并联电容C_rb1放电；

到t₈时刻，主开关S_b2的并联电容C_rb2充电至V_dc+V_Cc，二极管D_b1开始导通，负载电流i_b由二极管D_b1续流；

阶段九(t₈～t₉)：

如图22所示，A相主开关S_a1、B相主开关S_b1、C相主开关S_c2及辅助开关S_aux导通，由谐振电感L_r、箝位电容C_c、辅助开关S_aux组成的辅助电路中，谐振电感L_r两端电压为-V_Cc，谐振电感电流i_Lr继续线性下降；

阶段十(t₉～t₁₀)：

如图23所示，在t₉时刻，主开关S_c2关断，负载电流i_c给主开关S_c2的并联电容C_rc2充电，给主开关S_c1并联电容C_rc1放电；

到t₁₀时刻，主开关S_c2的并联电容C_rc2充电至V_dc+V_Cc，二极管D_c1开始导通，负载电流i_c由二极管D_c1续流；

阶段十一(t₁₀～t₁₁)：

如图24所示，A相主开关S_a1、B相主开关S_b1、C相主开关S_c1及辅助开关S_aux导通，由谐振电感L_r、箝位电容C_c、辅助开关S_aux组成的辅助电路中，谐振电感L_r两端电压为-V_Cc，谐振电感电流i_Lr继续线性下降；

阶段十二(t₁₁～t₁₂)：

如图25所示，在t₁₁时刻，主开关S_a1关断，负载电流i_a给主开关S_a1的并联电容C_ra1充电，给主开关S_a2并联电容C_ra2放电；

到t₁₂时刻，主开关S_a1的并联电容C_ra1充电至V_dc+V_Cc，二极管D_a2开始导通，负载电流i_a由二极管D_a2续流；

阶段十三(t₁₂～t₀)：

该阶段与阶段一相同，如图13所示。