用于可调谐滤波器线性化的装置和方法以及线性化可调谐滤波器

摘要

本发明涉及用于可调谐滤波器线性化的装置和方法以及线性化可调谐滤波器。其中，所述用于可调谐滤波器线性化的装置包括：机械激励的可调谐滤波器；以及一对锁相正弦波发生器，具有与所述机械激励的可调谐滤波器电通信的输出端；其中所述一对锁相正弦波发生器中的一个操作于所述一对锁相正弦波发生器中的另一个的频率的两倍频上。

说明书

本申请是基于申请号为201210459064.9、发明名称为“用于扫频源光 学相干断层的方法和装置”的专利申请，针对审查员在审查过程中指出的 单一性问题提交的分案申请。

技术领域

本发明涉及光学成像领域，尤其涉及采用扫频激光器作为光源的光学 相干断层(OCT)系统的设计和实现。

背景技术

光学相干断层(OCT)是一种具有眼科学、心脏病学、肠胃病学、以 及医学的其他领域中的广泛应用的干涉测量成像技术。HuangD,Swanson EA,LinCP,SchumanJS,StinsonWG,ChangW,HeeMR,FlotteT,GregoryK, PuliafitoCA,以及FujimotoJG,“Opticalcoherencetomography,”,Science, Vol254,1178-1181(1991)。通过小直径光纤光学探测器以高分辨率观察表 面下结构的能力使得OCT对于内部组织和器官的最低限度侵入成像特别 有用。商业上可用的时域OCT系统不提供用于快速移动或具有大表面区 域的器官的不受阻止的实时显像的足够扫描速度。例如，在跳动的心脏中， 冠状动脉的OCT成像是一个挑战，因为成像必须足够快，以允许在探测 器的观察区域血液流净的间隔内清楚显像很长一段(>3cm)动脉。用于冠 状动脉成像的商业上可利用的OCT系统的目前生成的图像获取率限于约 15张图像/秒。以该获取速度，需要利用球囊阻断血流至少30秒来对一段 3cm的目标动脉进行成像。如果OCT系统的图像获取率可以增加至少一 个等级的量级，而没有显著的图像质量损失，那么可以避免长期的球囊阻 断。然后，可以通过简单地注射生理盐水几秒钟对一段动脉进行成像，从 而简化了成像过程同时降低了心肌缺血的危险。

时域OCT系统采用宽带光源作为到干涉仪的输入，机械激励参考臂 用于路径长度扫描。当参考路径长度改变时，由不同深度的结构的反射生 成的干扰信号被逐点测量。在该测量方案中，最大扫描速度被传动器的动 态机械约束和光源的功率谱密度所限制。在跨过40-60nm的光谱带宽发射 25mW的输出功率的超辐射光源的这样的系统中，可以实现的并同时保持 用于组织成像的足够信噪比(>90dB)的最大深度扫描速度约为25m/s。 从而，可以以不大于每秒10的速率获得5mm深物体的512行图像。

频域(还被称为傅立叶域)(FD)OCT通过利用基于傅立叶变换的可 选频率识别方法克服了这些速度约束，这消除了长范围机械传动器的需 要。SwansonEA和ChinnSR,“MethodandApparatusforPerforming OpticalFrequencyDomainReflectometry”美国专利第6,160,826号(2000 年12月12日发表)；ChomaMA,SarunicMV,YangC,和IzattJ, “SensitivityadvantageofsweptsourceandFourierdomainopticalcoherence tomography”Opt.Express,Vol.11,2183-2189(2003)。FD-OCT同时从多个 深度收集信息并根据它们生成的信号的可选频率识别来自不同深度的反 射，而不是通过对采样进行逐点查询而浪费可利用的源功率。FD-OCT成 像可以通过利用宽带源照亮采样以及利用分光计将所反射的光分散到阵 列检测器上来实现。可选地，可以利用快速波长调谐激光器以及在利用单 个光学检测器收集波长扫频期间反射的光来照亮采样。在这两种情况下， 通过所记录的干扰信号的傅立叶变换获得来自不同深度的反射的分布图 (profile)。由于具有在1300nm光谱区域中以更低成本实现更高性能的潜 力，基于扫频激光器源的FD-OCT系统吸引了要求在高散射组织中进行表 面下成像的医学应用的更多关注。

扫频源OCT(SS-OCT)的可行性已经在很多学术研究论文中被论证。 ChinnSR,SwansonEA,和FujimotoJG,“Opticalcoherencetomography usingafrequency-tunableopticalsource”Opt.Lett.,Vol.22,340-342(1997)； YunSH,TearneyGj,BoumaBE,ParkBH,deBoerJF,“High-speedspectral domainopticalcoherencetomographyat1.3μmwavelength,”OpticsExpress, Vol.11,pp.3598-3604(2003)；ChomaMA,HsuK，和IzattJ,“Sweptsource opticalcoherencetomographyusinganall-fiber1300nmringlasersource,”J. Biomed.Optics,Vol.10,p.044009(2005)；HuberR,Wojtkowski,TainraK, FujimotoJG,和HsuK,“Amplified,frequency-sweptlasersforfrequency domainreflectometryandOCTimaging:designandscalingprinciples,”Opt, Express,Vol.13,3513-3518(2005)。大多报告的SS-OCT系统采用通过电子 激励法布里-珀罗滤波器或引擎驱动光栅滤波器快速调谐的短腔激光器。 至今所披露的实现存在阻碍SS-OCT的广泛商业化的缺陷。特别是，因为 当前实现采用需要获取后重采样或在傅立叶变换前插入所记录的数据的 数据获取方案，当前实现使得实时数据获取和显示很困难。另外，用于短 腔激光器的模式跳变的相对短的干涉长度和倾向降低了在超过2-3mm的 光学扫描深度处的信噪比和图像分辨率。包括冠状动脉成像的许多医学应 用都要求超过5mm的光学扫描深度。

傅立叶域锁模(FDML)的最近开发解决了在大光学扫描深度处降低 的信噪比和图像分辨率的问题。HuberR,TairaK,和FujimotoJ,“Mode LockingMethodsandApparatus,”美国专利第2006/0187537号，(公布于 2006年8月24日)；HuberR,WojtkowskiM,和FujimoroJG,“Fourier DomainModeLocking(FDML):Anewlaseroperatingregimeand applicationsforopticalcoherencetomography,”OpticsExpress,Vol.14,pp. 3225-3237(2006)。但是，基于FDML的SS-OCT系统的实际实现呈现了多 种技术挑战。本发明解决了这些挑战并提供了对这些挑战的方案。

发明内容

本发明描述了能够使扫频源OCT(SS-OCT)系统以高速稳定、低噪 声和有效操作同时连续实时图像显示的装置和方法。在此描述的该方法克 服了SS-OCT系统的现有实现的缺点，缺点包括噪声性能差、扫描范围有 限、激光器腔的双折射和散射性能、相位抖动、以及采样速度限制的影响。

一方面，本发明涉及光学相干断层数据收集装置。该装置可以包括第 一增益元件，第二增益元件，其中，每个增益元件均具有对偏振的不同增 益依赖性，以及限定了一个腔的傅立叶域锁模激光器。该激光器可以包括 与第一增益元件进行光通信的调频元件，其中，第一增益元件可以设置在 激光器腔之内，以及第二增益元件可以设置在腔之外，以及第一增益元件 对偏振的增益依赖性小于第二增益元件对偏振的增益依赖性。

该装置可以包括采样时钟发生器，其中，采样时钟发生器被配置成对 模数转换器进行时钟控制。模数转换器被配置成对主干涉仪的输出端处的 干扰信号进行采样。该装置可以包括数字控制系统，数字控制系统被配置 成使用从采样时钟发生器获得的至少一个控制信号来稳定傅立叶域锁模 激光器的调频元件的驱动频率。傅立叶域锁模激光器可以包括光学延迟元 件，光学延迟元件包括一对光纤线圈，这对光纤线圈的相对方位被调节以 减小偏振模色散的效应。

采样时钟发生器可以包括采样时钟干涉仪、光接收机、自动增益控制 放大器、倍频器、零交叉检测器、和/或时钟开关。采样时钟发生器可以包 括：包括一对2×2光纤耦合器的马赫-曾德干涉仪、采样臂和参考臂的长 度失配的迈克尔逊干涉仪、包括具有两个部分反射界面的元件的共路迈克 尔逊干涉仪、和/或法布里-珀罗干涉仪。采样时钟发生器可以包括模拟乘 法器。模拟乘法器可以被配置成执行关于输入的干扰信号的平方函数。采 样时钟发生器可以包括模拟乘法器，该模拟乘法器用于对从通过相移RF 功率分配器发送的干扰信号获得的一对信号进行相乘。采样时钟发生器可 以包括：用于传输一对相移脉冲序列的异OR门，从零交叉检测器获得脉 冲序列的被应用至干扰信号和零交叉检测器的输出的延迟副本。采样时钟 发生器可以包括用于传输一对相移脉冲序列的异OR门，其中，从一对零 交叉检测器获得的脉冲序列被应用至从相移功率分配器获得的正弦信号。

采样时钟干涉仪可以从2×2耦合器和3×3耦合器的结合生成用于频 率调制的相移干扰信号。3×3耦合器的功率分配比率可以被选择为获得相 位相差约90度的一对干扰信号。采样时钟干涉仪可以从2×2耦合器和3×3 耦合器的结合生成用于频率调制的相移干扰信号，3×3耦合器的功率分配 比率被选择为获得相位相差约90度的一对干扰信号。该装置可以包括4×4 耦合器，4×4耦合器生成具有正交相位关系的一对平衡信号，采样时钟发 生器生成单个ADC时钟信号。采样时钟发生器可以通过使用相位相差90 度的一对ADC时钟信号记录OCT数据来生成用于傅立叶变换的复值信 号。

一方面，本发明涉及OCT成像的方法。该方法可以包括从傅立叶域 锁模激光器生成光，其中，该激光器可以限定一个腔并且包括第一增益元 件，以及第一增益元件可以设置在激光器腔之内。该方法可以包括发送通 过第二增益元件生成的光，其中，第二增益元件可以设置在腔之外并且每 个增益元件均可以具有对偏振的不同增益依赖性。第一增益元件对偏振的 增益依赖性可以小于第二增益元件对偏振的增益依赖性。该方法可以包括 使用模数转换器对在主干涉仪的输出端处的干扰信号进行采样。可以使用 采样时钟发生器锁定该模数转换器。该方法可以包括利用数字控制系统使 激光器的调频元件的驱动频率最优化，其中，至少一个控制信号从采样时 钟发生器获得。

该方法可以进一步包括以下步骤：使用4×4耦合器生成用于从主干 涉仪双通道获取OCT信号的具有正交相位关系的一对平衡信号，从而只 需要来自采样时钟发生器的单个ADC时钟信号。对驱动频率进行最优化 的步骤可以包括：在通过光纤-布拉格滤波器的脉冲的传输所指示的时间 τ，测量在采样时钟干涉仪的光接收机的输出端处的干扰信号的瞬时RMS 振幅Ф(t)，其中，光纤-布拉格滤波器具有在光学延迟元件的零色散波长 附近的窄通带，以及调节直接数字合成(DDS)发生器的频率以使Ф(t) 的值最大。

对驱动频率进行最优化的步骤可以包括：测量在驱动波形的零交叉时 间和初始激光器扫频的零交叉时间之间的期望延迟D，以及利用数模转换 器调节dc偏压，以保持固定延迟τ-D，其中，τ是通过具有在光学延迟元 件的零色散波长附近的窄通带的光纤-布拉格滤波器传输脉冲测量的时 间。

另一方面，本发明涉及一种光学相干断层数据收集装置，该装置包括： 具有输入端和输出端的干涉仪，被配置成对来自输出端的干扰信号进行采 样的模数转换器，第一增益元件，第二增益元件，其中，每个增益元件均 具有对偏振的不同增益依赖性，具有激光器腔的傅立叶域锁模激光器，其 中，激光器可以与干涉仪进行光通信。该激光器可以包括：与第一增益元 件进行光通信的调频元件，设置在激光器腔之内的第一增益元件，设置在 腔之外的第二增益元件，被配置成对模数转换器进行时钟控制的采样时钟 发生器，以及被配置成使用从采样时钟发生器获得的控制信号稳定激光器 的调频元件的驱动频率的数字控制系统。第一增益元件对偏振的增益依赖 性可以小于第二增益元件对偏振的增益依赖性。该激光器可以包括光学延 迟元件，该光学延迟元件包括相对方位被调节以减少偏振模色散的效应的 一对光纤线圈。

采样时钟发生器可以包括采样时钟干涉仪、光接收机、自动增益控制 放大器、可选频率乘法器、零交叉检测器、和/或时钟开关。采样时钟发生 器可以包括模拟乘法器，其中，模拟乘法器可以被配置成执行关于输入的 干扰信号的平方函数。

一方面，本发明涉及增加在FDML激光器的腔中的调谐元件的有效 占空比的方法。该方法包括线性化一部分调频元件占空比和驱动滤波器的 步骤。该滤波器结合具有谐频关系的多个锁相正弦波，每个波均具有可调 节的振幅和相位。在一个实施例中，通过一对锁相数字直接合成集成电路 生成具有频率f和2f的多个正弦波中的两个，并且其加权和产生压电或微 型机电系统(MEM)法布里-珀罗可调谐滤波器的平滑斜坡式位移。在另 一实施例中，通过一对锁相数字直接合成集成电路生成具有频率f和3f 的多个正弦波中的两个正弦波，并且其加权和产生压电或微型机电系统 (MEM)法布里-珀罗可调谐滤波器的三角波位移。

在本发明的一个实施例中，选择在激光器环中的半导体光学放大器 (SOA)来提供低偏振依赖增益(PDG)，并且选择在环外的升压半导体 光学放大器来提供高偏振依赖增益。具有低偏振依赖增益的半导体光学放 大器的使用基本消除了在激光器的输出端处的光的偏振状态的改变，但是 没有消除在激光器的输出端处的偏振状态的内扫频改变，其可以降低 SS-OCT系统的性能。在此所披露的一些实施例克服了振幅和偏振的改变， 这是因为升压半导体光学放大器提供单个偏振轴中的足够放大以在所有 波长处达到增益饱和，而不管低偏振依赖增益环半导体光学放大器的输出 端处的偏振如何改变。

一方面，本发明涉及一种用于可调谐滤波器线性化的装置，包括：机 械激励的可调谐滤波器；以及一对锁相正弦波发生器，具有与所述机械激 励的可调谐滤波器电通信的输出端；其中所述一对锁相正弦波发生器中的 一个操作于所述一对锁相正弦波发生器中的另一个的频率的两倍频上。

一方面，本发明涉及一种用于可调谐滤波器线性化的方法，包括以下 步骤：提供机械激励的可调谐滤波器；从一对锁相正弦波发生器生成输出 信号；以及将生成的输出信号应用到所述机械激励的可调谐滤波器；其中 所述一对锁相正弦波发生器中的一个操作于所述一对锁相正弦波发生器 中的另一个的频率的两倍频上。

一方面，本发明涉及一种用于可调谐滤波器线性化的方法，包括以下 步骤：选择避免可调谐滤波器的机械谐振频率的固有频率；对所述固有频 率的两个或三个谐波相关正弦曲线求和；以及调谐所求和的正弦曲线的振 幅和相位，以补偿所述可调谐滤波器的振幅和相位响应中的非均匀性。

一方面，本发明涉及一种线性化可调谐滤波器，包括：机械激励的可 调谐滤波器，具有谐振频率；以及线性化模块，与所述机械激励的可调谐 滤波器电通信，所述线性化模块：生成避免所述可调谐滤波器的机械谐振 频率的固有频率；对所述固有频率的两个或三个谐波相关正弦曲线求和； 以及生成所求和的正弦波的振幅和相位，以补偿所述可调谐滤波器的振幅 和相位响应中的非均匀性。

本发明的一个目标在于提出用于稳定在FDML激光器的长路径环腔 中传播的光的偏振状态的方法。这些方法改善了基于FDML原理的 SS-OCT系统的性能和可制造性。

本发明的另一目标在于描述用于生成用于从多种类型SS-OCT系统 直接获取干涉仪系统的稳定采样时钟的光电方法和装置。这些方法降低了 相位噪声，扩展了动态范围，并且增加了所获得的干扰信号的获取速度。

本发明的又一目标在于披露用于FDMLSS-OCT系统的反馈稳定性 的方法和装置。提出了包括频率捷变直接数字合成(DDS)波形发生器和 被配置用于电子反馈变量的最优化的数字微控制器的实际实施例。还披露 了用于FDML激光器的波长扫频的开始波长的稳定性的伴随方法。

本发明的又一目标在于披露线性化和扩大可调谐激光器的光学扫频 的占空比的方法。以高扫描重复率操作的这些方法可以被应用于压电和微 机电(MEM)传动器，包括但不限于具有高谐振机械性能的传动器。

本发明的又一目标在于降低重叠伪像。在一个实施例中，当所研究的 采样部分被投射到该采样部分的相反侧，以得到在任何所得到的图像中的 模糊时，重叠伪象发生。如在此所使用的，重叠伪象还涉及任何相位包裹、 缠绕、或与OCT数据捕获相关的锯齿式模糊。

通过以下描述、附图、以及权利要求来解释这些方法和系统。

附图说明

可以通过参考以下描述的附图和相应描述更彻底地理解本发明的目 标和特征。附图不必按比例决定，而是将重点放在解释本发明的原理上。 在附图中，相似数字用于表示多种视图中的相似部分。

图1是根据本发明的示例性实施例的SS-OCT系统的框图。

图2示出了根据本发明的示例性实施例的FDML激光器的优选实施 例，其被配置成产生具有高偏振稳定性的输出。

图3示出了根据本发明的示例性实施例的用于图2中的光学延迟元件 的可选设计，其包括以角度α～90度定向的一对光学光纤线圈，用于减少 偏振模色散。

图4示出了根据本发明的示例性实施例的采样时钟发生器的整体实 施例。

图5示出了根据本发明的示例性实施例的图4中的频率乘法器的两个 特定实施例，5(a)和5(b)。

图6示出了根据本发明的示例性实施例的频率乘法器的两个额外实 施例，6(a)和6(b)。

图7是根据本发明的示例性实施例的采样时钟发生器的另一实施例， 其中，马赫-曾德采样时钟干涉仪由3×3相位分配干涉仪代替。

图8是根据本发明的示例性实施例的图7中所示的采样时钟发生器的 改进形式，其中，两个正交输出首先通过零交叉检测器，然后通过异OR 以生成倍频ADC时钟。

图9是根据本发明的示例性实施例的采样时钟发生器又一实施例。

图10示出了根据本发明的示例性实施例的配置，其中，正交采样时 钟被用作用于来自主干涉仪的OCT信号的正交检测的分离时钟。

图11示出了根据本发明的示例性实施例的用于双通道获取来自主干 涉仪的平衡正交OCT信号的4×4光学耦合器的应用。

图12示出了根据本发明的示例性实施例的用于基于FDML的 SS-OCT系统的驱动频率的最优化和稳定性的数字反馈回路的特定实施 例。

图13示出了根据本发明的一个特定实施例的用于驱动在FDML激光 器中的调频元件的波形的频率的最优化和非最优化(太低或太高)的时钟 条纹控制信号(RMS条纹振幅)的所测量到的振幅和形状。

图14示出了根据本发明的示例性实施例的用于应用到FDML激光器 中的调谐元件的dc偏压的最优化和稳定性的反馈控制回路的特定实施例。

图15示出了根据本发明的示例性实施例的压电驱动法布里-珀罗可 调谐滤波器的典型高谐频响应。

图16示出了根据本发明的示例性实施例的典型传动器线性方法所基 于的傅立叶合成的原理。

图17示出了根据本发明的示例性实施例的用于压电传动法布里-珀 罗可调谐滤波器的合成谐波线性化的配置的实例。

图18示出了根据本发明的示例性实施例的可调谐滤波器线性电路的 特定实施例。

具体实施方式

以下描述涉及示出本发明的特定实施例的附图。其他实施例也是可能 的，并且可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下对本发明作出多种修 改。从而，以下详细描述不意味着限制本发明。相反地，本发明的范围通 过所附权利要求来限定。

大体上，本发明涉及适用于对多种结构(诸如尸体或活体中的那些结 构)进行成像的增强扫频源OCT系统的装置和方法。典型地，这些系统 基于傅立叶域锁模(FDML)方法。当实施在此所描述的系统和方法时使 用傅立叶域锁模(FDML)解决了降低的信噪比和大光学扫描深度的图像 分辨率的问题。但是，基于FDML的SS-OCT系统的实际实现提出了多种 技术挑战。

首先，为了确保基于FDML的SS-OCT系统的稳定和低噪声操作， 必须最小化激光器腔的双折射和色散性能的效应。其次，为了保持频率锁 模条件，驱动可调谐滤波器的波形的周期必须具有非常低的相位抖动并且 必须与通过激光器腔的往返延迟精确匹配。如果驱动波形的周期和往返延 迟相差多于一小部分(例如，10ppm)，则激光器的相干和噪声性能会显著 地降低。

而且，为了补偿环境影响，驱动波形的周期必须响应于腔长度的改变 而改变。第三，为了确保所获得的干扰信号的可重复相位和振幅特征，开 始波长扫频的波长必须保持扫频与扫频相同。第四，为了使配置成产生具 有高分辨率的输出的FDML激光器实时操作，干扰信号必须以精确的可选 频率间隔被高速采样。

本发明的多个方面描述了通过将特定组件结合到其中并且调节多种 基于FDML的SS-OCT系统的整体配置来解决以上确定的问题的方法和装 置。从而，在此描述的方法和装置能够使扫频源OCT系统以高速稳定、 低噪声、以及有效的操作，同时进行连续实时图像显示。在此详述的方法 克服了SS-OCT系统的现有实现的缺点，其包括高系统成本和复杂、噪声 性能差、以及扫描范围有限。

特别地，由于在此所披露的一些系统中使用一个或多个长光纤回路， 以使光学电路中的传播时间与电子电路的切换时间匹配，诸如温度改变和 机械应力的环境影响可以在光纤回路中产生不希望的偏振影响。部分地， 在此披露的实施例通过升压半导体光学放大器的实现来提供单个偏振轴 上的足够放大以在所有波长处达到增益饱和(而不管低偏振依赖增益环半 导体光学放大器的输出端处的偏振如何改变)克服了振幅和偏振的改变。 从而，半导体光学放大器的存在解决了通过提供长光纤以使光传播时间和 电子切换时间匹配所导致的问题。

关于附图更详细地描述解决上述问题的系统和方法的本发明的主要 方面和多种实施例。图1示出了适于与OCT探测器一起使用的基于FDML 的系统S1的整体实现。依次，图2提供了关于增益元件的使用的特定详 情，诸如但不限于防止不希望偏振影响的半导体光学放大器。而且，图3 的系统示出了根据本发明的示例性实施例的图2中的光学延迟元件的可选 设计，其包括定向成角度α～90度的一对光学光纤线圈，用于减少偏振模 色散。

返回图1，描述具有多种特定组件的扫频源OCT(SS-OCT)系统S1。 图1中示出了本发明的实施例所基于的系统的主要组件。特别地，图1包 括可调谐(波长扫频)激光器L，可调谐(波长扫频)激光器包括光学延 迟元件1、光学调频元件2a、以及第一增益元件2b。光学调频元件2a具 有来自频率捷变直接数字合成波形发生器3以及数模转换器4的一个或多 个控制输入。该系统S1被配置为完成FDML并且提供上述益处。来自激 光器L的光传播到与OCT探测器进行光通信的主干涉仪。从OCT探测器 接收的光被发送回主干涉仪并且由光接收机捕获并且最终被转换成扫描 数据。

如图1中所示，接收来自光纤布拉格光栅滤波器6的波长同步(λ同 步)输入的用于激光器稳定性的微控制器5也是系统S1的一部分。采样 时钟发生器7直接将采样时钟提供给主模数转换器(ADC)。该系统还包 括来自与微控制器5进行电通信的采样时钟发生器7的时钟条纹控制输 入。大体地，在适用于给定实施例时，图1中所示的所有元件均沿所示的 路径进行电或光通信。

如图中所示，来自FDML激光器L的光通过主干涉仪被分为参考路 径和采样路径。电子干扰信号由平衡光接收机检测。依次，光接收机的输 出信号由主ADC以高速处理。来自激光器L的光的一小部分进入采样时 钟发生器7，其产生1)用于主ADC的低抖动采样时钟，以及2)用作用 于调频元件2a的ac驱动波形的稳定性的控制变量的时钟条纹信号。

调频元件的实例包括压变驱动的法布里-珀罗滤波器和检流计驱动光 栅滤波器。来自激光器L的另一小部分光经过窄带光纤布拉格光栅滤波器 到生成波长同步脉冲的第三光接收机。该同步脉冲用作用于控制调频元件 的dc偏压的参考时间标记。微控制器执行与ac驱动波形的频率和dc偏压 的反馈控制相关的数据获取和数字处理任务。ac驱动频率被控制经由由微 控制器产生的数字控制字(典型地为4字节或更多)到直接数字合成(DDS) 波形合成器(例如，模拟装置AD9952)。

典型地，DDS合成器3被配置成生成在20－100KHz范围内的正弦 曲线，其频率可以被快速地改变，同时具有比0.05Hz更高的分辨率。为 了产生具有非常低抖动的波形，诸如晶体振荡器的高频(典型地 为>100MHz)、高稳定性(<10ppm)振荡器可以被用作用于DDS合成器3 的基准时钟。由嵌入式微控制器生成并被发送至数模转换器(4)的附加 数字控制字控制调频元件的dc偏压。

与图1的总体的整个系统相反，图2示出了FDML激光器的优选实 施例，其被配置成提供具有高偏振稳定性的输出。图2的实施例可以被用 于图1的系统中。图2的FDML激光器针对上述机械和热应力引起的有问 题的偏振效果。虽然整体布置类似于Huber等人(美国专利申请第 2006/0187537号)描述的布置，但是选择第一和第二增益元件以满足特定 要求。特别地，光纤环(腔)中的半导体光学放大器(SOA)，第一增益 元件，被选择为提供低偏振依赖增益(PDG)。依次，升压半导体光学放 大器，典型的第二增益元件被选择为提供高偏振依赖增益。关于偏振依赖 增益(PDG)元件的术语“低”和“高”的使用表示偏振增益依赖性的相 对等级，诸如，高PDG元件的偏振依赖性大于低PDG元件的偏振依赖性。

在一个实施例中，诸如放大器的具有小于约3dB的PDG的增益元件 可以被认为是低PDG增益元件。相反地，在一个实施例中，诸如放大器 的具有大于等于约3dB的PDG的增益元件可以被认为是高PDG增益元 件。而且，在上下文中，3dBPDG意味着两个直角偏振状态被放大到相互 3dB内。

在仅在环内使用单个SOA(高PDG或低PDG形式)或具有类似PDG 的SOA被用于环或增压器，当激光器跨过宽带波长进行扫频时，发生在 激光器的输出端处的光的偏振状态的大改变。在光学延迟元件和环中的其 他光学元件内的偏振模色散(PMD)的波长依赖性是这些效应的可能源。 值得注意的是，低PDGSOA不消除在激光器的输出端处的偏振状态的内 扫频改变，其可以降低SS-OCT系统的性能。

图2中描述的配置克服了振幅和偏振的改变，这是因为升压SOA(第 二增益元件)提供了在单个偏振轴上的足够放大以在所有波长处都达到增 益饱和，而不管在低PDG环SOA(第一增益元件)的输出端处的偏振如 何改变。

现在返回图3，示出了用于图2的光学延迟元件的可选设计。特别地， 在图3中，所示的延迟元件包括定向成角度度的一对光纤线圈，用 于减少偏振模色散。图3中所示的光纤延迟元件的分流线圈配置被设计成 进一步减小被用于匹配FDML系统中的光学传播时间和电切换时间的光 纤环内的PMD的效应。通过将线圈定向成基本等于90度的角在第一 线圈中正交偏振模之间的群时延差通过第二线圈中的反向差进行补偿。该 补偿效果由两个线圈的双折射轴的正交方向产生。从而，图3中所示的实 施例进一步减小了更大光学环的不希望的偏振效应。

大体上，本发明的多个方面涉及用于FDMLOCT系统中的元件的选 择和匹配。采样时钟发生器的选择是本发明的另一方面。如图1中所示， 采样时钟发生器7与不同控制和FDML激光器通信。采样时钟的作用是双 重的。首先，其被用于生成用于主模数转换器的采样时钟，并且其次，用 于生成微控制器5使用的时钟条纹控制信号。

如图1所示，微控制器5使用时钟条纹控制信号来确定用于控制连接 至或集成到FDML激光器内的调频元件的实质上的最佳驱动频率。采样时 钟发生器从采样时钟干涉仪生成的正弦曲线干扰信号得到低抖动时钟脉 冲。虽然时钟脉冲的时间间隔随着激光器扫频的波长而改变，但是保持光 学频域中的时钟条纹之间的间隔的相等间距。这些特征允许特定类型的高 速模数转换器的直接时钟控制，诸如接受可变频率时钟(例如，AD9340) 而不需要复杂重采样硬件的快闪式A/D转换器或流水线A/D转换器。从 而，假设在FDML系统中同步光学链很重要，时钟发生器的选择和关于其 的多种增强改善了从OCT探测器获得的扫描数据的整体质量。以下参考 图4至图10更详细地描述和/或示出与采样时钟发生器实施例相关的其他 详情。

图4示出了采样时钟发生器8的一般实施例，采样时钟发生器从马赫 -曾德干涉仪10的平衡输出获得稳定的模数转换器(ADC)时钟。频率乘 法器(4)(M＝2,3,…)允许ADC以比马赫-曾德干涉仪干扰信号的固有频 率更高的速率时钟控制。在一个实施例中，发生器包括一组可选的组件， 诸如允许使用提供非中断时钟控制的模数转换器的晶体振荡器12和RF 时钟开关13。

如所述，图4示出了采样时钟发生器8的基本配置。光接收机将来自 该实施例中所示的采样时钟干涉仪(为具有光学路径不平衡等于ΔL的马 赫-曾德干涉仪10)的光学干扰信号转换为啁啾(chirped)正弦曲线波形。 波形被滤波以经过通过在其波长限制之间对FDML激光器进行扫频生成 的频带。为了使扫频期间生成干扰信号的振幅相等并且减少零交叉检测之 后的相位误差，滤波后的波形通过具有自动增益控制(AGC)的放大器。

可选的频率乘法器14将带通波形的频率典型地乘以因子2到4。频 率乘法器14(M＝2,3,…)允许ADC以比马赫-曾德干涉仪干扰信号的固 有频率更高的速率时钟控制。由于当路径长度不平衡被设置为等于激光器 的干涉长度时，其允许扫频源激光器来生成频率在耐奎斯特频率之上的同 步ADC时钟控制速率，所以频率乘法增强了被设计成与具有长扫描范围 的高分辨率SS-OCT系统一起使用的时钟发生器的操作。在频率乘法之后， 波形被再次滤波，以消除不希望的谐波和在固有频率处的残余信号分量。

依次，在图4的实施例中，零交叉检测器将波形转换为在时域内具有 可变间距但是在光学频域内等间距的脉冲序列。由晶体振荡器和RF开关 构成的可选时钟开关在周期性扫频间隔期间生成的可变频率脉冲序列之 间插入固定频率脉冲序列。时钟开关允许使用要求非中断时钟控制的模数 转换器。

图5a和图5b示出了图4的频率乘法器的两个可选实施例。具体地， 根据本发明的示例性实施例，所示的两个频率乘法器实施例被设计用于对 具有在获取期间跨过范围fL至fH扫频的频率的正弦曲线干扰信号的频率 进行倍频(M＝2)。在图5a中，模拟乘法器被配置为平方器，其输入从图 4中的平衡光接收机的输出获得。

在图5a中，所乘的频率是被配置为倍频器的模拟RF乘法器(例如， 模拟装置AD834或AD835)。该配置执行关于正弦曲线输入的平方函数， 以产生两倍该频率的正弦曲线。带通滤波器消除了平方处理所引起的偏 移。图5a的实施例的另一形式在图5b中示出。在图5b中，倍频器将输 入的正弦曲线波形分为具有相对相位差为90度的两个波形。

在图5b中，相移功率分配器被用于生成具有90度相位差的一对正弦 曲线信号，基本独立于频率。这两个输出被输入到模拟乘法器以生成两倍 该频率的正弦曲线。相移正弦曲线被乘到一起以产生两倍该频率的正弦曲 线。与图5a的实施例不同，图5b的实施例不需要带通滤波器，这是因为 乘法处理不引起偏移。

图6示出了根据本发明的示例性实施例的被设计用于时钟倍频的两 个附加频率乘法器实施例。在图6a的实施例中，零交叉检测器首先将采 样时钟干涉仪的正弦曲线输出转换为方波。然后，延迟形式的方波与其本 身进行异OR，以产生具有为输入的正弦曲线波形的频率两倍的ADC时 钟。延迟的脉冲序列由数字延迟线生成，被设置成延迟τ等于最短脉冲间 隔的1/4。

在图6b的实施例中，利用相移功率分配器生成具有90度相位差的一 对正弦曲线信号。具体地，所输入的正弦曲线波形由功率分配器分成具有 相对相位差为90度的两个波形。然后，这些信号被转换为被异OR的方 波，以产生倍频ADC时钟。该实施例具有采样时钟跨过宽频范围保持恒 定50％占空比的优点。为了最大限度地增强流水线模数转换器的性能，利 用接近50％的占空比来驱动它们。

干扰信号的频率乘法所需的延迟可以在光域也可以在电域中实现，如 图7至图9中示出的采样时钟发生器的实施例所示。这些实施例利用结合 在基于N×N光纤耦合器的干涉仪中的光学信号之间的相位关系。

例如，图7中的相位分配干涉仪通过用3×3耦合器代替传统马赫-曾 德干涉仪(具有等于ΔL的光学路径不平衡性)的输出2×2耦合器来制造。 当3×3耦合器具有特定分配率(～约29.3％：～约41.4％：～约29.3％) 时，在其输出端中的两个输出端处形成的干扰信号具有90度的相对相位 差。在图7的实施例中，选择功率分配比率为约29.3％：约41.4％：约29.3％ 来提供具有正交相位的两个等振幅输出。这两个输出相乘并经过零交叉检 测器。从而，电信号可以被分别处理并且在模拟乘法器中混合，以形成倍 频正弦曲线波形。可选地，如图8所示，相移光学信号可以通过使用数字 XOR技术(以上所述)处理以产生倍频ADC采样时钟。

在要求平衡光检测以减少由激光器强度噪声导致的时钟信号的劣化 的系统中，图9中的实施例可以是优选的。如所示，通过用在其四个输出 等分光功率的4×4耦合器代替传统马赫-曾德干涉仪的输出2×2耦合器形 成具有相反极性的两对相移光学信号。该实施例基于提供具有正交相位关 系的一对平衡输出的4×4相位分配干涉仪。如图8所示的实施例，使用 XOR技术数字化地处理所得到的光学信号以产生倍频ADC采样时钟。

图10示出了采样时钟发生器的又一实施例。与图4至图9中的实施 例不同，该实施例产生具有正交相位关系的两个独立的ADC采样时钟。 这些正弦和余弦时钟可以被用于以由采样时钟干涉仪的光学路径不平衡 (ΔL)设置的基本采样频率在并行ADC通道上从主干涉仪获取OCT干 扰信号。

OCT信号的复杂傅立叶变换允许重新构建采样的深度分布图，同时 抑制由复杂共轭模糊引起的图像伪影。经由实值干扰信号的傅立叶变换重 新构建深度分布图的SS-OCT系统遭受由在参考反射器的某一侧上反射器 偏移量等距离重叠产生的伪影。如图11所示，类似的光学相位分配方法 可以被用于通过使用利用相同ADC时钟同时时钟控制的一对ADC转换器 从主干涉仪收集正交信号。

在基于FDML激光器的SS-OCT系统中，要求ac驱动波形(其设置 激光器重复率)和调频元件的dc偏压(其设置扫频的中心波长)的精确 控制，以获得高信噪比和宽动态范围。在一个实施例中，最佳ac驱动频 率被限定为激光器的瞬时线宽在其最小的频率，当腔中的往返时间和波形 的周期匹配时发生。在该频率，当在时间t＝τ测量时(在该时间，激光器 通过光学延迟元件的零散射波长(典型的为1310-1315nm)扫描)，在采 样时钟干涉仪的光接收机的输出端处干扰信号的瞬时RMS振幅达到 最大。从而，最佳驱动频率可以通过将驱动频率调节到最大来找到。

图12示出了数字反馈回路的优选实施例之一，其基于在1310nm的 窄通带(典型地<1nm)通过光纤-布拉格滤波器传输脉冲指示的时间利用 模数转换器记录的微控制器。微控制器调节低抖动、频率捷变DDS 波形发生器的频率，直到的记录值获得其最大值。关于图12的实施例， 通过检测来自采样时钟发生器的光接收机的带通滤波干扰信号的瞬时 RMS振幅来获得时钟条纹控制信号。RMS振幅由控制ADC在调频元件 通过在FDML激光器中的光学延迟元件的零散射波长(1310nm)扫描的 时间被采样。

现在转向图13，该图示出了采样时钟干扰信号的瞬时RMS振幅如何 在最佳调节频率和最佳值以上和以下的频率进行改变。波形的频率可以同 时被更新或者在由激光器的最大漂移确定的间歇式间隔被更新。除了其ac 驱动波形之外，调频元件的dc偏压也被调节以实现基于FDML的SS-OCT 系统的最佳性能。

图14中示出了用于使dc偏压最优化的数字控制回路的一个实施例。 即，该回路调节DC偏压的振幅，直到调频元件通过零色散波长(1310nm) 进行扫描的时间符合在ac驱动波形穿过零之后的固定延迟。该回路调节 dc偏压，使得激光器的波长扫描在固定波长开始，而不管改变调谐元件的 电压敏感性的环境影响。采用与频率最佳控制回路(图13)中采用的相同 的光纤布拉格滤波器作为波长参考。通过经由数模转换器(DAC)调节 dc偏压，微控制器将来自DDS发生器的ac驱动波形的零交叉和在连接至 光纤布拉格滤波器的光放大器的输出端处通过比较器生成的脉冲条纹之 间的时间间隔保持在恒定等级。

当实现在此所披露的系统时，与波形生成、滤波器设计、以及激光器 工作情况相关的关系和商业可行性需要重点考虑。虽然(1)很容易利用 不太贵的DDS集成电路来生成正弦曲线波形并且(2)具有高谐振响应的 多数高速可调谐滤波器利用正弦曲线激励进行最好地操作，但是正弦曲线 的这个有益应用不延伸至所有激光器。例如，具有线性而不是正弦曲线波 长扫频的激光器提供更高性能的光源用于SS-OCT系统。利用正弦曲线波 长扫频，瞬时采样时钟频率跨过宽频范围与跨过其周期的正弦波的斜面成 比例地改变。典型地，精确高速模数转换器接受跨过预定范围(例如，约 40至约210MHz)的时钟频率。从而，可以获得干涉测量的有效占空比典 型地限于约33％。另外，耐奎斯特采样频率连续地和快速地与采样时钟频 率成比例。在多种实施例中所描述的跟踪滤波器和线性方法的使用克服了 该有效占空比限制。

从而，在一个实施例中，为了避免导致OCT图像的不能使用的重叠 模糊的混叠，在模数转换之前应用至干扰信号的抗混叠滤波器的截止频率 被配置为跟踪瞬时采样频率的1/2(或更少)。可以通过使用例如变容二极 管调谐LC电路装配合适的跟踪滤波器。但是，跟踪控制器的适当同步要 求复杂的数字或模拟控制电路并且要求实现所要求的锐度，滤波器典型地 由具有窄组件容限的多个等级构成。相反地，在一些实施例中，跨过一小 部分波长扫频对可调谐滤波器的波长扫频进行线性化可以提供备用解决 方案。

使用在此描述的马赫-曾德时钟控制方法，高占空比线性波长扫频产 生具有比正弦曲线波长扫频更窄的频率分布的大量采样时钟脉冲。从而， 更高速度成像可以以更低的最大数据获取速度来实现，具有更少的重叠模 糊。不幸的是，商业上可用的法布里-珀罗可调谐滤波器的高速线性激励 很难使用传统三角形或斜坡波形来实现，这是因为这样的宽带波形包括激 励传动器的强谐振性能的频率。利用斜坡或三角形驱动波形的滤波器的激 励在机械谐振频率处产生近似正弦曲线振荡而不是希望的线性扫描。

如图15中所测量的频率响应所示，压电激励滤波器典型地在40－ 75KHz范围内的频率处展示具有高质量因子(Q＝4-8)的机械谐振。为了 实现这些滤波器的三角形或斜坡激励，驱动波形被裁减以提供跨越扩大的 周期的线性机械响应，同时补偿给定滤波器的非常不均一的振幅和相位响 应。

而且，图16示出了根据傅立叶合成的原理基于谐波相关正弦曲线的 总和合成驱动波形的新装置。驱动波形的近似线性振幅衰减的周期可以通 过形成固有正弦波的仅2或3个谐波的加权合来显著地延长。示例性波形 被示出为f0＝45KHz。该方法的第一个优点在于可以选择正弦波的固有频 率和谐波频率以避免滤波器的机械响应中的强谐振。依次，该方法的第二 个优点在于(如图17中所示)只要求很少量的谐波来合成平滑的三角形 或斜坡波形。另外，第三个优点在于正弦波分量的振幅和相位可以被调谐， 以补偿可调谐滤波器的振幅和相位响应中的较大非均匀性。

关于图17，两个锁相数字直接合成(DDS)正弦波发生器的输出被 总计并被放大以形成压电传动器的驱动波形。DDS发生器的相位和振幅被 调节以获得在干涉测量信号被采样期间的一部分驱动波形的最大占空比 和线性。

基于两个锁相数字直接合成(DDS)正弦波发生器的可调谐滤波器线 性化电路的特定实施例在图18中示出。该电路被设计成利用图15所示的 频率响应生成压电激励法布里-珀罗滤波器的平滑斜坡位移。设置激光器 的重复率的滤波器的最初激励频率(约45KHz)典型地被选择，使得该频 率和其第二谐波(约90KHz)位于滤波器响应的主谐波峰值外。实际上， 约45KHz和约90KHz的正弦波的相对振幅被调节，以在驱动波形的下降 部分获得最窄范围的时钟频率。

该调谐处理可以利用设置的示波器实时地执行以显示时钟信号的门 控傅立叶变换。测试结果表明：与传统正弦曲线驱动波形相比，双正弦曲 线谐波驱动波形将最大时钟频率降低约30％以及将时钟频率跨度降低因 子为3，同时保持相同的约100nm扫频范围。这些改进增加了系统的信噪 比并减少了特定伪象。

应该想到，所要求的本发明的多个方面涉及在此所披露的技术的子组 和子步骤。而且，在此所采用的术语和表述被作为描述而不作为限制，并 且在这些术语和表述的使用中，不排除所示和所描述的特征或其一部分的 任何等价物，认为在所要求的本发明的范围内的多种修改都是可能的。从 而，希望专利证书所保护的是包括所有等价物的以下权利要求中所限定和 区分的本发明。