以交流供电的LED光引擎及具有该LED光引擎的集成电路与照明装置

摘要

本发明公开一种以交流供电的LED光引擎，用于固态照明且不需使用传统功率因数修正器，兼具达到高功率因数及低总谐波失真。无须笨重昂贵的磁性元件、短寿命的电解电容及引起电磁干扰的快速切换，而导入具成本效益、能源效益的LED驱动电路，不使用短寿命的电解电容且降低整体购买成本，不须笨重元件，可应用于板上驱动的独立存在或制成集成电路的形式。除了可用于传统相位切割的双向可控硅调光单元，以交流供电的LED光引擎还可以包括适当的调光电路搭配脉冲宽度调变、类比、或变阻器形式的调光元件调变LED的平均电流，具有优选的应用弹性及较广的用途。

说明书

技术领域

本发明涉及一种以交流供电的LED光引擎(light engine)，用以 依据整流后的弦波输入电压的电压准位，控制多个LED子阵列的点亮 或熄灭的数量以及电流值的LED光引擎，且特别是可以在整个调光范 围的过程中，维持线电流波形为接近正弦波的良好波形，保持几乎相 同的高功率因数以及低总谐波失真(Total Harmonic Distortion，THD)， 并平顺地通过共享电流感测及调变单元，调亮或调暗外部LED子阵列。

背景技术

发光二极管(LED)为主的照明装置，具有相对较长的寿命、较 不易受到外在环境的干扰影响且较不易受损，故已经逐渐成为照明设 备的首选。

技术上，LED需要直流驱动。因此，一般必须以全波或半波整流 器将交流(AC)弦波电压源整流为整流后的弦波电压源后，才可以用 以驱动LED。在直流脉冲的每周期的初始端与末端的低电压区段附近 (又叫做空载期间)，此时的输入电压尚无法克服发光二极管的顺向 电压降以驱动发光二极管。空载期间与导通角(conduction angle)的加 总构成整流后的弦波输入电压的一个完整周期。空载期间越长，导通 角越小，线电流越狭窄而无法相似于线电压的波形，导致功率因数较 低。

传统的LED驱动器通常面临以下应用问题。第一个问题是传统的 LED驱动器须采用电磁干扰滤波器(EMI filter)、桥式整流器、以及 短寿命的功率因数修正器(power factor corrector，PFC)等较为复杂、 昂贵且寿命不长的驱动器电路。

第二问题是在空载期间，没有电流通过发光二极管，造成照明设 备的闪烁现象。第三个问题是功率因数低落，通常发生在小功率功率 因数修正器，其无法精确地检测出微弱的回路电流以正确地修正交流 输入电流波形为弦波波形时，功率因数修正器无法适当地维持线电流 以及与线电压的波形及相位一致，来达到高的功率因数。经常与低功 率因数相提并论的是高总谐波失真，交流输入电流波形中的非连续或 跳跃点造成的高总谐波失真与空载期间的存在相关。

此外，传统切割相位调光(phase-cut dimming)的方式，通过切断 线电流波形的前缘或后缘导通角的双向可控硅调光元件调光方式虽然 也可以达到调光效果，但会导致严重的总谐波失真及功率因数的下降。

发明内容

本发明是有关于一种以交流供电之LED光引擎，可以根据整流后 的弦波输入电压的准位，控制多个LED子阵列的点亮或熄灭的数量以 及电流值，特别地，涉及一种具有共享电流感测及调变单元的以交流 供电之LED光引擎，可以调整外部LED子阵列的亮暗，而不会牺牲功 率因数，且不会使得总谐波失真恶化。

根据本发明一方面，公开一种以交流供电的LED光引擎，不需要 使用传统的功率因数修正器，兼具高功率因数及低总谐波失真。通过 分而治之的策略，也即，将具有较大的总顺向电压降的LED阵列分为 具有较小的顺向电压降的数个LED子阵列，使得整流后的弦波输入电 压依序克服各LED子阵列。各LED子阵列与常闭旁通开关并联，此常 闭旁通开关与开关控制器所并联，且根据电流检测信号在导通、调节 及截止的三种开关状态切换，以维持线电流为准正弦波形。不需功率 因数修正器中笨重及昂贵的磁性元件、短寿命的电解电容及造成电磁 干扰的快速切换，所公开的以交流供电之LED光引擎，具有成本效益、 能源效益以及新颖的LED驱动设计，免除了驱动电路链中最弱的一环 (短寿命的电解电容)且降低总购买成本。所公开的以交流供电的LED 光引擎采用共享电流感测与调变单元，连接且共享于多个开关控制器。 各开关控制器的第一端及第二端比较一等比例缩小或原始的电流检测 信号，以及原始的或升高的参考电压，当等比例缩小或原始的电流检 测信号低于原始的或升高的参考电压(低于参考值)，通过各开关控 制器的第三端导通一对应的旁通开关，当等比例缩小或原始的电流检 测信号达到原始的或升高的参考电压(等于参考值)，通过各开关控 制器的第三端导通对应的旁通开关开启及关闭，当等比例缩小或原始 的电流检测信号高于原始的或升高的参考电压(高于参考值)，通过 各开关控制器的第三端截止一对应的旁通开关。

根据本发明另一实施例，公开一种用于照明装置的集成电路，并 详述将本发明公开的任一实施例的以交流供电的LED光引擎封胶于一 种集成电路的可行性及可能性，以明显减少元件数量及制造成本。

根据本发明又一实施例，公开一种照明装置，以先前述所公开的 以交流供电的LED光引擎为基础。除了可用于传统的双向可控硅调光 元件利用相位切割的方式调光，所公开的以交流供电的LED光引擎还 可以为脉冲宽度调变形式、类比形式，或变阻器形式，搭配适当的调 光电路，调整通过LED子阵列的平均电流，达到调光的效果。

附图说明

为让本发明的上述内容能更明显易懂，下文特举优选实施例，并 配合所附图，作详细说明，其中：

图1绘示依照本发明一实施例的装载有以交流供电的LED光引擎 10的照明装置1的方块图；

图2绘示依照本发明一实施例的装载有以交流供电的LED光引擎 20的照明装置2的方块图；

图3绘示依据本发明一实施例中，当以交流供电的LED光引擎于 一周期内点亮及熄灭LED子阵列时，LED电流与整流后的弦波输入电 压两者的波形示意图；

图4绘示依据本发明一实施例的集成电路的示意图，此集成电路 具有如图1的以交流供电的LED光引擎10；

图5绘示出装载有如图1的以交流供电的LED光引擎10的照明 装置1示意图；

图6绘示出装载有以交流供电的LED光引擎30的照明装置6示 意图；

图7绘示依照本发明公开实施例中，照明装置的共享电流感测及 调变单元16包括脉冲宽度调变式调光、类比调光式，以及变阻器调光 式(rheostat-dimming)的不同实施方式的上位图。

符号说明

AC：交流电压源

1、2、3、4、5、6、7：照明装置

10、20、30、40：LED光引擎

100：整流器

120、120’：电流调节器

S1、S2、S3：旁通开关

G1、G2、G3、G4：LED子阵列

140、142、144、150、152、154、156：开关控制器

16：共享电流感测及调变单元

t0、t1、t2、t3、t3’、t2’、t1’、t0’：时间

A、B、C、D、E、F：脚位

12：集成电路

14、15、114、215：开关控制器模组

R1、R2、Rc、Rd、Rf：电阻

Ra、Ra1、Ra2、Ra3：闸极充电电阻

Rb：电流侦测电阻

B0、B1、B2、B3：双载子接面电晶体

RX1、RX2、RX3：防箝位电阻

Rg1、Rg2、Rg3：限流电阻

r7、r9、r11：闸极放电电阻

r0、r2、r4、r6、r8、r10：分压电阻对

r1、r3、r5：分压电阻

Z1、Z2、Z3：电压箝制齐纳二极管

D1、D2、D3、D4：电荷保留二极管

X：并联调节器

M1：电流调节开关

Cg1、Cg2、Cg3、Cg4：闪烁抑制电容

Cf：电容

S_P：PWM调光信号

S_A：类比调光信号

具体实施方式

本发明的实施例将详细列举于下，所记载的优选实施例仅是以阐 释及说明为目的，并非用以限定本发明的范围。

图1绘示依照本发明一实施例的装载有以交流供电的LED光引擎 10的照明装置1的方块图。照明装置1由下往上点亮且由上往下熄灭 外部LED子阵列G1、G2、G3、及G4，且具有一共享电流感测及调变 单元16来调整外部LED子阵列G1～G4的亮暗。照明装置1包括耦接 于一交流电源的一整流器100、以交流供电的LED光引擎10、一共享 电流感测及调变单元16，以及负载的多个外部LED子阵列(G1、G2、 G3及G4)。

以交流供电的LED光引擎10耦接于整流器100以及外部LED子 阵列(G1、G2、G3及G4)之间，且具有一常闭的电流调节器120通 过其高准位端耦接于整流器100并用以调节最高电流准位(靠近整流 后的弦波输入电压的峰值)，除了最下游(级)的LED子阵列G4以 外，多个常闭旁通开关(S1、S2及S3)分别并联连接至一对应的LED 子阵列，且各常闭旁通开关(S1、S2及S3)分别依据一对应的电流检 测信号穿梭于三种开关状态：导通、调节及截止。开关控制器模组14 包括多个开关控制器(140、142及144)分别耦接于共享电流感测及 调变单元16及一对应的旁通开关，作为一回授网路以控制常闭旁通开 关的三种开关状态。电阻r0、r4及r8分别连接于共享电流感测及调变 单元16的高准位端以及开关控制器(140、142及144)的第一端。电 阻r2、r6及r10分别连接于开关控制器(140、142及144)的第一端 及第二端，多个电阻r0、r4及r8与多个电阻r2、r6及r10搭配成对而 形成数个分压器，用以等比例缩小电流检测信号。在一实施例中，常 闭旁通开关的配置也可以是除了最上游(级)的LED子阵列以外，分 别并联连接至一对应的LED子阵列。

整流器100可以是但不限于一全波或半波整流器。各该常闭旁通 开关S1、S2及S3可以是但不限于是一增强型或一空乏型的n通道金 属氧化物场效应电晶体(Metal Oxide Semiconductor Field Effect  Transistor，MOSFET)搭配一适当的开关控制器。各该开关控制器140、 142及144可以是但不限于一个双载子接面电晶体(Bipolar Junction  Transistor，BJT)、并联调节器或光耦合器为主的闸极驱动电路用以控 制常闭旁通开关的三种开关状态。为了方便说明，开关控制器140、142 及144，可以具有相同的参考电压V_REF以与等比例缩小电流检测信号作 比较，但并非用以限定本发明。依据所检测到的共享电流感测及调变 单元16两端的跨压与参考电压V_REF所比较的结果，分别支配常闭旁通 开关S1、S2及S3的三种开关状态。

请交叉参考图1及3。为简化说明，忽略包括串联的电阻R1及 R2的分压器造成的影响，也即，电阻R1开路(具有无穷大的电阻值) 且电阻R2短路(电阻值为零)。于第一半周期中，整流后的弦波输入 电压由0上升至其峰值。当输入电压(vi)上升至仍低于最下级(最 下游)的LED子阵列G4的顺向压降时(0≤vi＜V_G4)，电路中无电流 通过，此段期间(0≤t＜t₀)通常称为空载期间(dead time)。当输入 电压上升至(vi)可以克服外部LED子阵列G4但仍低于外部LED子 阵列G3及G4的顺向电压降总和时(V_G4≤vi＜V_G3+G4)，定电流I1通过 常闭电流调节器120通过下游的常闭旁通开关S1、常闭旁通开关S2、 电流调节的旁通开关S3及电流感测及调变单元16，以于t₀≤t＜t₁的期 间，点亮外部LED子阵列G4。

根据所设计的公式$\frac{I1\times R16\times r10}{r8+r10}=V_{\mathrm{REF}}$(也即，$r10=\frac{r8}{\frac{I1\times R16}{V_{\mathrm{REF}}}-1}$且 )，定电流I1通过开关控制器144而受到调节旁通开关S3 的调节。当定电流I1上升至高于预设的电流准位开关控制器 144关闭旁通开关S3，使得定电流I1下降至当定电流I1下降 至低于预设的电流准位开关控制器144导通旁通开关S3，使 得定电流I1上升至高于换句话说，开关控制器144侦测到一 等比例缩小且等于参考电压的电流检测信号()，使 得旁通开关S3进入调节态以调节流过下游的LED子阵列G4的LED 电流为定电流I1，此定电流I1通过等比例缩小的共享电流感测及调变 单元16的阻值而设计()，其中R16为共享电流感测及调变单 元16的阻值。开关控制器142及140分别侦测到一个等比例缩小且低 于参考电压的电流检测信号 ($\frac{I1\times R16\times r2}{r0+r2}<\frac{I1\times R16\times r6}{r4+r6}<V_{\mathrm{REF}}=\frac{I1\times R16\times r10}{r8+r10}$)，使得常闭旁通开关 S1及S2维持在导通态以短路外部LED子阵列G1及G2。电流调节器 120通过一未绘示出电流侦测电阻，侦测到低于参考电压的电流检测信 号，维持于导通态并作为一常闭开关。

当输入电压(vi)上升至可以克服LED子阵列G3及G4但仍低 于外部LED子阵列G2、G3及G4(V_G3+G4≤vi＜V_G2+G3+G4)的顺向电压 降的总和时，于t₁≤t＜t₂的期间，定电流I2点亮外部LED子阵列G3 及G4。开关控制器144侦测到一等比例缩小且高于参考电压的电流检 测信号()，使得旁通开关S3维持在截止态，以释 出LED子阵列G3。根据所设计的公式(也即， 及)，定电流I2可以通过开关控制器142而 受到旁通开关S2的调节。换句话说，开关控制器142侦测一等比例缩 小且等于参考电压的电流检测信号()，使得旁通开 关S2进入调节态以调节流过下游的LED子阵列G3及G4的LED电流 为定电流I2，此定电流I2通过等比例缩小的共享电流感测及调变单元 16的阻值而设计()。开关控制器140侦测到一等比例缩小且低 于参考电压的电流检测信号()，使得常闭旁通开关 S1维持导通以短路外部LED子阵列G1。电流调节器120通过一未绘 示出的电流侦测电阻，侦测到一低于参考电压的电流检测信号而维持 导通态，以作为一常闭开关。

当输入电压上升至(vi)可以克服LED子阵列G2、G3及G4的 顺向电压降的和，但仍低于外部LED子阵列G1、G2、G3及G4 (V_G2+G3+G4≤vi＜V_G1+G2+G3+G4)的顺向电压降的总和，定电流I3于t₂≤t＜t₃的期间，点亮外部LED子阵列G2、G3及G4。根据所设计的公式 $\frac{I3\times R16\times r2}{r0+r2}=V_{\mathrm{REF}}$(也即，$r2=\frac{r0}{\frac{I3\times R16}{V_{\mathrm{REF}}}-1}$及$I3=\frac{V_{\mathrm{REF}}}{\frac{R16}{1+\frac{r0}{r2}}}$)，定电流I3 可以通过开关控制器140而受到旁通开关S1的调节。换句话说，开关 控制器140侦测到一等比例缩小且等于参考电压的电流检测信号 ()，使得旁通开关S1进入调节态而调节流过下游 的LED子阵列G2、G3及G4的LED电流为定电流I3，此定电流I3 通过等比例缩小的共享电流感测及调变单元16的阻值而设计()。 开关控制器142及144分别侦测到一等比例缩小且高于参考电压的电 流检测信号($\frac{I3\times R16\times r10}{r8+r10}>\frac{I3\times R16\times r6}{r4+r6}>V_{\mathrm{REF}}=\frac{I3\times R16\times r2}{r0+r2}$)，使得旁 通开关S2及S3维持在截止态，以释出外部LED子阵列G2及G3。电 流调节器120通过未绘示出的电流侦测电阻，侦测到一低于参考电压 的电流检测信号，维持在导通态并作为一常闭开关。

当输入电压(vi)上升至足以克服所有的外部LED子阵列G1、 G2、G3及G4的顺向电压降的总和(V_G1+G2+G3+G4≤vi)，于t₃≤t＜t_3′的 期间，在整流后的弦波输入电压的峰值的附近，利用电流调节器120 中未绘示出的电流侦测电阻所设计的定电流I4点亮所有的外部LED子 阵列G1、G2、G3及G4。前述的定电流准位的大小依据所预设而排序 决定为 $I4>I3=\frac{V_{\mathrm{REF}}}{\frac{R16}{1+\frac{r0}{r2}}}>I2=\frac{V_{\mathrm{REF}}}{\frac{R16}{1+\frac{r4}{r6}}}>I1=\frac{V_{\mathrm{REF}}}{\frac{R16}{1+\frac{r8}{r10}}},$使得一启动的旁通开关的下 游旁通开关被停用，上述关系在电阻值的排序为r10＞r6＞r2，且假设电 阻值r8＝r4＝r0的条件下所成立的。以此方式，以交流供电的LED光 引擎10由下往上点亮各个外部的LED子阵列。

在第二半周期中，整流后的弦波输入电压由峰值下降至0。当输入 电压(vi)下降至仍足以克服LED子阵列G2、G3及G4的顺向电压 降总和但低于所有外部LED子阵列G1、G2、G3及G4的顺向电压降 的总和(V_G2+G3+G4≤vi＜V_G1+G2+G3+G4)，开关控制器140侦测到一等比例 缩小且等于参考电压的电流检测信号()，使得旁通 开关S1进入调节态，以于t_3′≤t＜t_2′的期间，调节流过下游的LED子阵 列G2、G3及G4的LED电流为预设的定电流I3。开关控制器142及 144分别侦测到一等比例缩小且高于参考电压的电流检测信号 ($\frac{I3\times R16\times r10}{r8+r10}>\frac{I3\times R16\times r6}{r4+r6}>V_{\mathrm{REF}}=\frac{I3\times R16\times r2}{r0+r2}$)，使得旁通开关S2 及S3维持在截止态，释出外部LED子阵列G2及G3。电流调节器120 通过未绘示出的电流侦测电阻，侦测到一低于参考电压的电流检测信 号而维持导通态，作为一常闭开关。

当输入电压(vi)下降至仍足以克服LED子阵列G3及G4的顺 向电压降之和，但低于外部LED子阵列G2、G3及G4的顺向电压降 的总和(V_G3+G4≤vi＜V_G2+G3+G4)，开关控制器144侦测到一等比例缩小 且高于参考电压的电流检测信 号()，使得旁通开关S3维持在截止态，以于t_2′≤t＜t_1′的期间，释出外部LED子阵列G3。开关控制器142侦测到一等比例缩 小且等于参考电压的电流检测信号()，使得旁通开 关S2进入调节态以调节流过下游的LED子阵列G3及G4的LED电流 为预设的定电流I2。开关控制器140侦测到一等比例缩小且低于参考 电压的电流检测信号()，使得常闭旁通开关S1回 到导通态，以短路外部LED子阵列G1。电流调节器120通过一未绘示 出的电流侦测电阻，侦测到一低于参考电压的电流检测信号，而维持 导通态并作为一常闭开关。

当输入电压(vi)下降至仍足以克服外部LED子阵列G4的顺向 电压降，但低于外部LED子阵列G3及G4的顺向电压降的总和 (V_G4≤vi＜V_G3+G4)，开关控制器144侦测到一等比例缩小且等于参考 电压的电流检测信号()，使得旁通开关S3进入调 节态以于t_1′≤t＜t_0′的期间，调节流过下游的LED子阵列G4的LED电 流为预设的定电流I1。开关控制器140及142分别侦测到一等比例缩 小且低于参考电压的电流检测信号 ($\frac{I1\times R16\times r2}{r0+r2}<\frac{I1\times R16\times r6}{r4+r6}<V_{\mathrm{REF}}=\frac{I1\times R16\times r10}{r8+r10}$)，使得常闭旁通开关 S1及S2回到导通态以短路外部LED子阵列G1及G2。电流调节器120 通过一未绘示出的电流侦测电阻侦测到一低于参考电压的电流检测信 号，而维持导通态并作为一常闭开关。以此方式，以交流供电的LED 光引擎10由上而下逐级熄灭外部LED子阵列，直到外部LED子阵列 G1、G2、G3及G4皆熄灭。前述以交流供电的LED光引擎10所调控 的定电流准位数量，等同于旁通开关及开关控制器的数量，可于性能 与成本之间的考虑作折衷而被任意选定以由AC交流线电压源中提取 准弦波线电流波形。

图2绘示依照本发明一实施例的装载有以交流供电的LED光引擎 20的照明装置2的方块图，照明装置2由下往上点亮且由上往下熄灭 外部LED子阵列G1～G4，且装载有共享电流感测及调变单元16来调 整外部LED子阵列G1～G4的亮暗。照明装置2包括一整流器100耦 接于一交流电源、以交流供电的LED光引擎20、共享电流感测及调变 单元16以及负载有多个外部LED子阵列(G1、G2、G3及G4)。

以交流供电的LED光引擎20耦接于整流器100及外部LED子阵 列(G1、G2、G3及G4)之间，且具有一常闭电流调节器(例如是电 流调节开关S0)，通过其高准位端耦接于整流器100，用以调节靠近 整流后的弦波输入电压峰值的最高的LED电流准位，除了最下级(游) 的LED子阵列G4之外，多个常闭旁通开关(S1、S2及S3)分别并联 连接一对应的LED子阵列，且根据一对应的电流检测信号切换于三种 开关状态。开关控制器模组15具有多个开关控制器(150、152、154 及156)分别耦接于共享电流感测及调变单元16及对应的电流调节开 关或旁通开关，作为一回授电路以控制对应的电流调节开关或旁通开 关的三种开关状态。多个防箝位电阻Rx1、Rx2及Rx3，连接于共享电 流感测及调变单元16的高准位端以及开关控制器(140、142及144) 的第一端，可以避免共享电流感测及调变单元16两端的端电压被箝制 在一较低的参考电压准位，以避免错过较高的电流调节准位。

在图2中，常闭旁通开关S1、S2及S3以及开关控制器150、152、 154及156可与图1中所示的对应元件相同。开关控制器150、152、 154及156根据所侦测到跨于共享电流感测及调变单元16两端的电压， 分别控制电流调节开关S0以及常闭旁通开关S1、S2及S3的三种开关 状态，为了简化说明，假设开关控制器150、152、154及156具有相 同的参考电压V_REF，但并不作限制。通过一选择性设置的齐纳二极管 Zd1、Zd2及Zd3，连接下级的开关控制器的第一端至上级的开关控制 器的第二端，可以得到等比例放大的参考电压。等比例放大的参考电 压用来与电流检测信号作比较，以达到非整数倍的放大倍率是可行的， 且具有下列的排序： V_150A，REF＝4V_REF+V_Zd1+V_Zd2+V_Zd3＞V_152A，REF＝3V_REF+V_Zd2+V_Zd3＞V_154A，REF＝ 2V_REF+V_Zd3＞V_156A，REF＝V_REF，其中V_Zd1、V_Zd2及V_Zd3为选择性设置的齐纳二 极管Zd1、Zd2及Zd3的崩溃电压。

请交叉参考图2及3。于第一半周期中，整流后的弦波输入电压由 0上升至其峰值。当输入电压(vi)上升至仍低于最下游的LED子阵 列G4的顺向电压降(0≤vi＜V_G4)时，电路中无电流通过，于此0≤t＜t₀的期间称为空载期间。当输入电压(vi)上升至可以克服外部LED子 阵列G4的顺向电压降，但仍低于外部LED子阵列G3及G4的顺向电 压降的总和时(V_G4≤vi＜V_G3+G4)，于t₀≤t＜t₁的期间，定电流I1点亮 外部LED子阵列G4。

根据所设计的公式I1×R16＝V_REF(也即，)，定电流I1 可以通过开关控制器156而受到旁通开关S3的调节。换句话说，开关 控制器156侦测到一等于参考电压的电流检测信号(I1×R16＝V_REF)， 使得旁通开关S3进入调节态以调节流过下游的LED子阵列G4的LED 电流为定电流I1，此定电流I1是由共享电流感测及调变单元的电阻值 R16所预设()。开关控制器154、152及150分别侦测到一 低于参考电压的电流检测信号 (I1×R16＝V_REF＜2V_REF+V_Zd3＜3V_REF+V_Zd2+V_Zd3＜4V_REF+V_Zd1+V_Zd2+V_Zd3)， 使得电流调节开关S0以及常闭旁通开关S1及S2维持在导通态，以短 路外部LED子阵列G1及G2。

当输入电压(vi)上升至可以克服LED子阵列G3及G4的顺向 电压降之和，但仍低于外部LED子阵列G2、G3及G4的顺向电压降 的总和(V_G3+G4≤vi＜V_G2+G3+G4)，于t₁≤t＜t₂的期间，定电流I2点亮外 部LED子阵列G3及G4。开关控制器156侦测到一高于参考电压的电 流检测信号(I2×R16＞V_REF)，使得旁通开关S3维持在截止态，以释 出外部LED子阵列G3。根据所设计的公式I2×R16＝2V_REF+V_Zd3(也即， )，定电流I2可通过开关控制器154而受到旁通开关 S2的调节。换句话说，开关控制器154侦测到一等于参考电压的电流 检测信号(I2×R16＝2V_REF+V_Zd3)，使得旁通开关S2进入调节态以调 节流过下游的LED子阵列G3及G的LED电流为定电流I2，定电流I2 是由两倍的参考电压2V_REF加上选择性设置的齐纳二极管的崩溃电压 V_Zd3所预设()。开关控制器150及152分别侦测到一 低于参考电压的电流检测信号 (I2×R16＝2V_REF+V_Zd3＜3V_REF+V_Zd2+V_Zd3＜4V_REF+V_Zd1+V_Zd2+V_Zd3)，使 得电流调节开关S0及常闭旁通开关S1维持导通，以短路外部LED子 阵列G1。

当输入电压(vi)上升至可以克服LED子阵列G2、G3及G4的 顺向电压降之和，但仍低于外部LED子阵列G1、G2、G3及G4的顺 向电压降的总和(V_G2+G3+G4≤vi＜V_G1+G2+G3+G4)，于t₂≤t＜t₃的期间，定电 流I3点亮外部LED子阵列G2、G3及G4。根据所设计的公式 I3×R16＝3V_REF+V_Zd2+V_Zd3(也即，)，定电流I3 可以通过开关控制器152而受到旁通开关S1的调节。换句话说，开关 控制器152侦测到一等于参考电压的电流检测信号 (I3×R16＝3V_REF+V_Zd2+V_Zd3)，使得旁通开关S1进入调节态以调节流 过下游的LED子阵列G2、G3及G4的LED电流为定电流I3，此定电 流I3是受到三倍的参考电压3V_REF加上选择性设置的齐纳二极管V_Zd2及 V_Zd3的崩溃电压所预设()。开关控制器156及154 分别侦测到一高于参考电压的电流检测信号 (I3×R16＝3V_REF+V_Zd2+V_Zd3＞2V_REF+V_Zd3＞V_REF)，使得旁通开关S2及 S3维持在截止态，释出外部LED子阵列G2及G3。开关控制器150 侦测到一低于参考电压的电流检测信号 (I3×R16＝3V_REF+V_Zd2+V_Zd3＜4V_REF+V_Zd1+V_Zd2+V_Zd3)，使得电流调节开 关S0维持在导通态并作为一常闭开关。

当输入电压(vi)上升至克服所有外部LED子阵列G1、G2、G3 及G4的顺向电压降之和(V_G1+G2+G3+G4≤vi)，于t₃≤t＜t_3′的期间，定电 流I4点亮所有的外部LED子阵列G1、G2、G3及G4。根据所设计的 公式I4×R16＝4V_REF+V_Zd1+V_Zd2+V_Zd3(也即，)， 定电流I4是通过开关控制器150而受到电流调节开关S0的调节。换句 话说，开关控制器150侦测到一等于参考电压的电流检测信号 (I4×R16＝4V_REF++V_Zd1+V_Zd2+V_Zd3)，使得电流调节开关S0进入调节 态以调节流过下游的LED子阵列G1、G2、G3及G4的LED电流为定 电流I4，此定电流I4是通过四倍的参考电压4V_REF加上选择性设置的齐 纳二极管V_Zd1、V_Zd2及V_Zd3的崩溃电压之和所预设 ()。开关控制器152、154及156分别侦测 到一高于参考电压的电流检测信号 (I4×R16＝4V_REF+V_Zd1+V_Zd2+V_Zd3＞3V_REF+V_Zd2+V_Zd3＞2V_REF+V_Zd3＞V_REF)，使得旁通开关S1、S2及S3维持在截止态，以释出外部LED子阵 列G1、G2及G3。以此方式，以交流供电的LED光引擎20由下往上 点亮各个外部LED子阵列。

在第二半周期中，整流后的弦波输入电压由峰值下降至0。当输入 电压(vi)下降至仍足以克服LED子阵列G2、G3及G4的顺向电压 降的总和，但低于外部LED子阵列G1、G2、G3及G4的顺向电压降 的总和(V_G2+G3+G4≤vi＜V_G1+G2+G3+G4)，开关控制器152侦测到一等于参 考电压的电流检测信号(I3×R16＝3V_REF+V_Zd2+V_Zd3)，使得于t_3′≤t＜t_2′的期间，旁通开关S1进入调节态以调节流过下游的LED子阵列G2、 G3及G4的LED电流为预设的定电流I3。开关控制器154及156分别 侦测到一高于参考电压的电流检测信号 (I3×R16＝3V_REF+V_Zd2+V_Zd3＞2V_REF+V_Zd3＞V_REF)，使得旁通开关S2及 S3维持在截止态，以释出外部LED子阵列G2及G3。开关控制器150 侦测到一低于参考电压的电流检测信号 (I3×R16＝3V_REF+V_Zd2+V_Zd3＜4V_REF+V_Zd1+V_Zd2+V_Zd3)，使得电流调节开 关S0维持在导通态并作为一常闭开关。

当输入电压(vi)下降至仍足以克服LED子阵列G3及G4的顺 向电压降的总和，但低于外部LED子阵列G2、G3及G4的顺向电压 降的总和(V_G3+G4≤vi＜V_G2+G3+G4)，开关控制器156侦测到一高于参考 电压的电流检测信号(I2×R16＞V_REF)，使得于t_2′≤t＜t_1′的期间，旁通 开关S3维持在截止态，以释出LED子阵列G3。开关控制器154侦测 到一等于参考电压的电流检测信号(I2×R16＝2V_REF+V_Zd3)，使得旁通 开关S2进入调节态以调节流过下游的LED子阵列G3及G4的LED电 流为预设的定电流I2。开关控制器150及152分别侦测到一低于参考 电压的电流检测信号 (I2×R16＝2V_REF+V_Zd3＜3V_REF+V_Zd2+V_Zd3＜4V_REF+V_Zd1+V_Zd2+V_Zd3)，使 得电流调节开关S0维持导通，且常闭旁通开关S1回到导通态，以短 路外部LED子阵列G1。

当输入电压(vi)下降至仍足以克服LED子阵列G4的顺向电压 降，但低于外部LED子阵列G3及G4的顺向电压降的总和 (V_G4≤vi＜V_G3+G4)，开关控制器156侦测到一等于参考电压的电流检 测信号(I1×R16＝V_REF)，使得于t_1′≤t＜t_0′的期间，旁通开关S3进入 调节态以调节流过下游的LED子阵列G4的LED电流为预设的定电流 I1。开关控制器150、152及154分别侦测到一低于参考电压的电流检 测信号 (I1×R16＝V_REF＜2V_REF+V_Zd3＜3V_REF+V_Zd2+V_Zd3＜4V_REF+V_Zd1+V_Zd2+V_Zd3)， 使得电流调节开关S0维持导通，且常闭旁通开关S1及S2回到导通态， 以短路外部LED子阵列G1及G2。

以此方式，以交流供电的LED光引擎20由上而下逐级熄灭各个 外部LED子阵列直到所有的外部LED子阵列G1、G2、G3及G4皆被 熄灭。前述以交流供电的LED光引擎10所调控的定电流准位数量，等 同于为旁通开关及开关控制器的数量，可于性能与成本之间的考虑作 折衷而被任意选定，以由AC交流线电压源中提取准弦波线电流波形。 值得一提的是，以交流供电的LED光引擎10及20可以通过改变共享 电流感测及调变单元16的电阻值R16(未绘示出)，等比例地调亮或 调暗各个外部的LED子阵列。并且，在整个调光区段范围内，保持良 好的准正弦的线电流波形以及维持几乎相同高的功率因数及相同低的 总谐波失真。

以此方式，受控于开关控制器150的电流调节开关S0，可以与图 1的电流调节器120相互替换，并应用于本发明所述的任一实施例中。 电流调节开关S0及电流调节器120主要的差异在于：电流调节开关S0 与旁通开关S1、S2及S3一同作用，分别调节最高准位的电流I4、电 流I3、电流I2及电流I1，使得电流I4、电流I3、电流I2及电流I1彼 此成比例；相对地，电流调节器120独自调节电流I4，使得最高准位 的电流I4与较低准位的电流I3、电流I2及电流I1可能不成比例。

图4绘示根据本发明一实施例的集成电路的示意图，此集成电路 具有如图1的以交流供电的LED光引擎10。如图4所示，集成电路12 具有六个脚位A、B、C、D、E及F，三个旁通开关S1、S2及S3，以 及三个开关控制器140、142及144。共享电流感测及调变单元16设置 于集成电路12之外，使得照明装置的电路设计者，可编程通过LED子 阵列的电流准位。

集成电路12的脚位A耦接于电流调节器120的低准位端、LED 子阵列G1的阳极，以及旁通开关S1的第三端，脚位B耦接于分压器 (串联电阻R1及R2的节点)的输出端、电阻r2、r6及r10的低准位 端，以及开关控制器140、142及144的第二端，脚位C耦接于旁通开 关S1的第二端、LED子阵列G1的阴极以及LED子阵列G2的阳极， 脚位D耦接于旁通开关S2的第二端、旁通开关S3的第三端、LED子 阵列G2的阴极，以及LED子阵列G3的阳极，脚位E耦接于旁通开关 S3的第二端、LED子阵列G3的阴极，以及LED子阵列G4的阳极， 且脚位F耦接于电阻r0、r4及r8的高准位端、共享电流感测及调变单 元16的高准位端以及LED子阵列G4的阴极。

在此实施例中，如图1所示的以交流供电的LED光引擎10封胶 于集成电路12中。当然，依照本发明实施例的精神范围内，任何形式 的以交流供电的LED光引擎均可被封胶以形成集成电路，以明显地减 少元件数量，达到较为精简的电路设计。此外，可以依据实施时的需 求，串联多个相同类型的集成电路以扩充额定电压，或者，并联多个 相同类型的集成电路以扩充额定电流。

图5绘示出装载有如图1的以交流供电的LED光引擎10的照明 装置1示意图，其中，以交流供电的LED光引擎10耦接于整流器100 及外部LED子阵列(G1、G2、G3及G4)。

照明装置5包括一耦接于交流电源的整流器100、以交流供电的 LED光引擎10、多个外部LED子阵列(G1、G2、G3及G4)，以及 一共享电流感测及调变单元16。以交流供电的LED光引擎10包括一 常闭的电流调节器120、数个常闭旁通开关(S1、S2及S3)分别并联 连接一对应的LED子阵列(除最下游的LED子阵列G4之外)且根据 对应的电流检测信号切换于三种开关状态。开关控制器模组114具有 多个开关控制器B1、B2及B3分别耦接于共享电流感测及调变单元16 及一对应的旁通开关，作为一回授网路并控制旁通开关的三种开关状 态。各该常闭旁通开关S1、S2及S3空乏型n通道金氧半场效应电晶 体(MOSFET)搭配一适当的开关控制器。各该开关控制器是一个双载 子接面电晶体为主的闸极驱动电路，包括一对应的闸极放电电阻(r7、 r9及r11)，用以导通一对应的旁通开关(S1、S2及S3)，以及一对 应的电压比较双载子接面电晶体(B1、B2、B3)，一对应的分压电阻 对(r0及r2；r4及r6；以及r8及r10)，一对应的分压电阻(r1、r3 及r5)，以及一对应的电压箝制齐纳二极管(Z1、Z2及Z3)，用以截 止一对应的旁通开关(S1、S2及S3)，以控制三种开关状态。

在图5中，分压电阻对的第一部分(r0、r4及r8)是连接于共享 电流感测及调变单元16的高准位端，以及电压比较双载子接面电晶体 (B1、B2及B3)的基极。分压电阻对的第二部分(r2、r6及r10)可 以连接于电压比较双载子接面电晶体(B1、B2及B3)的基极与地端 之间，或者连接于电压比较双载子接面电晶体(B1、B2及B3)的基 极与射极之间，如图1所示。

在此实施例中，常闭电流调节器120包括一电流调节开关M1(增 强型n通道MOSFET)、一闸极充电电阻Ra、一电压比较双载子接面 电晶体B0，以及一电流侦测电阻Rb。电流调节开关M1的汲极耦接于 整流器100(闸极充电电阻Ra的高准位端)，其闸极耦接于闸极充电 电阻Ra的低准位端(电压比较双载子接面电晶体B0的集极)，且其 源极耦接于电流侦测电阻Rb的高准位端(电压比较双载子接面电晶体 B的基极)。

显然地，空乏型n通道MOSFET实质上是一常闭开关。当照明装 置5以随机方式通电后，仅有电流调节开关M1需要被初始化来形成常 闭开关。更进一步来说，在初始状态，一旦整流后的弦波输入电压可 以克服最下游的LED子阵列G4的顺向电压降，通过一对应的闸极充 电电阻Ra，电流调节开关M的闸源极间的内部电容可以快速地充电至 高于其阀值电压准位，使得其通道导通而形成常闭开关。

依据施加于闸源极间的电压V_GS以及一负值的阀值电压V_th的比较 结果，当一对应的低于参考电压的电流检测信号使得对应的电压比较 双载子接面电晶体截止，通过一对应的闸极放电电阻使得空乏型n通 道的MOSFET的闸源极间的内部电容放电而操作于导通态(V_GS＞V_th)； 当一对应的等于参考电压的电流检测信号截止及导通对应的电压比较 双载子接面电晶体，通过一对应的闸极放电电阻、一对应的电压比较 双载子接面电晶体、一对应的分压电阻，及一对应的电压箝制齐纳二 极管，空乏型n通道的MOSFET的闸源极间的内部电容放电及充电而 操作于调节态(V_GS＝V_th)；当一对应的高于参考电压的电流检测信号 导通一对应的电压比较双载子接面电晶体，通过一对应的电压比较双 载子接面电晶体、一对应的分压电阻，及一对应的电压箝制齐纳二极 管，空乏型n通道的MOSFET的闸源极间的内部电容充电而使其操作 于截止态(V_GS＜V_th)。据此，除了常闭电流调节开关M1不具有截止 态，所有的常闭旁通开关S1、S2及S3可以切换于三种开关状态。

分压器包括串联的电阻R1及R2，用以产生一等比例缩小的所取 样的整流后的弦波输入电压()至电压比较双载子接面电晶体 B1、B2及B3的射极，使得等比例缩小电流检测信号可以与加上此等 比例缩小的所取样的整流后的弦波输入电压的参考电压值(也即， )作比较，而不是与一个固定的参考电压V_REF作比较，以 更进一步地使得阶梯电流波型更为平滑，而更近似于一正弦波型，而 达到优选的功率因数以及较低的总谐波失真。于此实施例中，闪烁抑 制电容(Cg1、Cg2、Cg3及Cg4)，并联耦接于一对应的LED子阵列， 以作为供应LED电流的辅助电源，对应的电荷保留二极管(D1、D2、 D3及D4)，耦接于对应的常闭旁通开关及对应的闪烁抑制电容之间， 用以防止电容电荷受到非预期的电路元件消耗，而不是由一对应的 LED子阵列所消耗，可改善闪烁情况而不会损害高的功率因数或恶化 总谐波失真的情况，因为各个闪烁抑制电容仅会充电至一对应的LED 子阵列的顺向电压降，而不会制造一个更高的电压屏障让整流后的弦 波输入电压去克服。前述的闪烁抑制电容，可应用于本发明任一实施 例中，并且，其可以一个寿命较短的电解电容来实现，或优选地，以 寿命较长的M×N矩阵非电解电容(例如是陶瓷电容、钽质电容或固态 电容)来对等实现，其中M为列的数目，N为行的数目，此两者分别 与电压额定与电流额定有关。

图6绘示依照本发明一实施例的照明装置6的示意图，照明装置6 装载有以交流供电的LED光引擎30。照明装置6包括一耦接于交流电 源的整流器100、以交流供电的LED光引擎30、一串外部LED子阵列 (G1、G2、G3及G4)，以及一共享电流感测及调变单元16用以提供 电流检测信号。以交流供电的LED光引擎30包括一常闭电流调节器 120’、常闭旁通开关(S1、S2及S3)以及具有多个开关控制器(B1、 B2及B3)的开关控制器模组215。常闭旁通开关(S1、S2及S3)分 别并联连接于一对应的LED子阵列(除了最下游的LED子阵列G4) 并根据对应的电流检测信号切换于三种开关状态，开关控制器(B1、 B2及B3)分别耦接于共享电流感测及调变单元16及一对应的旁通开 关，作为一回授网路以控制三种开关状态。

各该常闭旁通开关S1、S2及S3为增强型n通道MOSFET搭配一 适当的开关控制器。闸极充电电阻(Ra、Ra1、Ra2及Ra3)用以电流 调节器120以及旁通开关S1、S2及S3的闸源极间的内部电容充电至 达到其阀值电压，以于照明装置6以随机方式通电后，初始化为常闭 开关。初始化的流程可以由图5的说明了解，于此将不再赘述。各该 开关控制器为一双载子接面电晶体为主的闸极驱动电路，包括一对应 的闸极充电电阻(Ra1、Ra2及Ra3)，用以导通一对应的旁通开关(S1、 S2及S3)以及一对应的电压比较装置(双载子接面电晶体B1、B2及 B3搭配选择性设置的齐纳二极管Zd1及Zd2)、一对应的防箝位电阻 (Rx1、Rx2及Rx3)、一对应的限流电阻(Rg1、Rg2及Rg3)，以 及一对应的闸极放电二极管(Dg1、Dg2及Dg3)，用以截止一对应的 旁通开关(S1、S2及S3)，藉以控制三种开关状态。于此实施例中， 常闭电流调节器120’包括一电流调节开关M1(增强型n通道 MOSFET)、一闸极充电电阻Ra、一并联调节器X，以及电流侦测电 阻Rx。可以清楚地了解，于本发明的实施例中作为电压比较的双载子 接面电晶体B与并联调节器X，可以互相替换。

依据施加于闸源极间的电压V_GS以及一正值的阀值电压V_th的比较 结果，当一对应的低于参考电压的电流检测信号截止一对应的电压比 较双载子接面电晶体，通过一对应的闸极充电电阻，增强型n通道 MOSFET的闸源极间的内部电容充电而使其操作于导通态(V_GS＞V_th)； 当一对应的等于参考电压的电流检测信号截止并导通一对应的电压比 较双载子接面电晶体，通过对应的闸极充电电阻、对应的电压比较装 置、对应的防箝位电阻、对应的限流电阻，以及对应的闸极放电二极 管，增强型n通道MOSFET的闸源极间的内部电容充电及放电，使之 操作于调节态(V_GS＝V_th)；当对应的高于参考电压的电流检测信号导 通对应的电压比较双载子接面电晶体，通过对应的电压比较装置、对 应的防箝位电阻、对应的限流电阻，以及对应的闸极放电二极管，增 强型n通道MOSFET的闸源极间的内部电容放电，使之操作于截止态 (V_GS＜V_th)。据此，所有的常闭旁通开关S1、S2及S3将切换于三种 开关状态(除了常闭电流调节开关M1不具有截止态)。

包括串联的电阻R1及R2的分压器，用以产生一等比例缩小的所 取样的整流后的弦波输入电压()至最下游的电压比较双载子 接面电晶体B3的射极，使得等比例缩小的电流检测信号可以加上此等 比例缩小的所取样的整流后的弦波输入电压的参考电压值(也即， $V_{\mathrm{REF}}+\frac{v_i\times R2}{R1+R2},2V_{\mathrm{REF}}+V_{\mathrm{Zd}2}+\frac{v_i\times R2}{R1+R2}$以及${3V}_{\mathrm{REF}}+V_{\mathrm{Zd}1}+V_{\mathrm{Zd}2}+\frac{v_i\times R2}{R1+R2}$)作比 较，而不是与一个固定的参考电压(V_REF、2V_REF+V_Zd2及3V_REF+V_Zd1+V_Zd2) 作比较，以更进一步地使得阶梯电流波型更为平滑，而更近似于一正 弦波型，而达到优选的功率因数以及较低的总谐波失真。闪烁抑制电 容(Cg1、Cg2、Cg3及Cg4)以及对应的电荷保留二极管(D1、D2、 D3及D4)与图5中对应的元件相同，容此不再赘述。

图7绘示依照本发明公开实施例中，照明装置的共享电流感测及 调变单元16包括脉冲宽度调变式调光、类比调光式，以及变阻器调光 式(rheostat-dimming)的不同实施方式的上位图。为简化说明，忽略 分压器(串联的电阻R1及R2)，并假设LED光引擎10应用一系列 的分压器。

以脉冲宽度调变的方式调光(PWM-dimming)的机制中，共享电 流感测及调变单元16可包括一固定电阻Rc(提供开关控制器一电流检 测信号)、另一固定电阻Rd(叠加一等比例缩小的类比调光信号于电 流检测信号上)、一电压缓冲器(防止萃取出的类比调光信号受到负 载效应的影响)，以及一RC低通滤波器(由输入的PWM调光信号萃 取出平均电压)。令PWM调变、等比例缩小的电流检测信号与参考电 压V_REF相等，可以得到以下的条件式： $\left(\begin{array}{c}\left(\begin{array}{c}[I1\times (\mathrm{Rc}//\mathrm{Rd})+\frac{V_{\mathrm{AVE}}\times \mathrm{Rc}}{\mathrm{Rd}+\mathrm{Rc}}]\times \frac{r10}{r8+r10}=V_{\mathrm{REF}}\\ [I2\times (\mathrm{Rc}//\mathrm{Rd})+\frac{V_{\mathrm{AVE}}\times \mathrm{Rc}}{\mathrm{Rd}+\mathrm{Rc}}]\times \frac{r6}{r4+r6}=V_{\mathrm{REF}}\\ [I3\times (\mathrm{Rc}//\mathrm{Rd})+\frac{V_{\mathrm{AVE}}\times \mathrm{Rc}}{\mathrm{Rd}+\mathrm{Rc}}]\times \frac{r2}{r0+r2}=V_{\mathrm{REF}}\end{array}\right)\\ \Rightarrow \left(\begin{array}{c}I1=\frac{1}{\mathrm{Rc}//\mathrm{Rd}}\times [(1+\frac{r8}{r10})\times V_{\mathrm{REF}}-\frac{V_{\mathrm{AVE}}\times \mathrm{Rc}}{\mathrm{Rd}+\mathrm{Rc}}]\\ I2=\frac{1}{\mathrm{Rc}//\mathrm{Rd}}\times [(1+\frac{r4}{r6})\times V_{\mathrm{REF}}-\frac{V_{\mathrm{AVE}}\times \mathrm{Rc}}{\mathrm{Rd}+\mathrm{Rc}}]\\ I3=\frac{1}{\mathrm{Rc}//\mathrm{Rd}}\times [(1+\frac{r0}{r2})\times V_{\mathrm{REF}}-\frac{V_{\mathrm{AVE}}\times \mathrm{Rc}}{\mathrm{Rd}+\mathrm{Rc}}]\end{array}\right)\end{array}\right),$其中V_AVE是由输入的PWM 调光信号萃取出的平均电压，其正比于PWM信号的占空比(duty  ratio)。通过调变PWM的占空比，当平均电压V_AVE上升时，电流I1、 I2及I3将会下降，流过外部LED子阵列G1、G2、G3及G4的平均电 流可以对应地受到调控而改变发出的光强度，使得照明装置可以受到 PWM调光信号作调光。

以类比信号调光的机制中，共享电流感测及调变单元16可以包括 一电阻Rc(阻值固定)及一电阻Rd(阻值固定)。电压缓冲器以及低 通滤波器于此实施例中皆为冗余而不需要设置。令类比调变、等比例 缩小的电流检测信号以及参考电压V_REF相等，可以得到以下条件式： $\left(\begin{array}{c}\left(\begin{array}{c}[I1\times (\mathrm{Rc}//\mathrm{Rd})+\frac{V_{\mathrm{ANALOG}}\times \mathrm{Rc}}{\mathrm{Rd}+\mathrm{Rc}}]\times \frac{r10}{r8+r10}=V_{\mathrm{REF}}\\ [I2\times (\mathrm{Rc}//\mathrm{Rd})+\frac{V_{\mathrm{ANALOG}}\times R16}{\mathrm{Rd}+\mathrm{Rc}}]\times \frac{r6}{r4+r6}=V_{\mathrm{REF}}\\ [I3\times (\mathrm{Rc}//\mathrm{Rd})+\frac{V_{\mathrm{ANALOG}}\times R16}{\mathrm{Rd}+\mathrm{Rc}}]\times \frac{r2}{r0+r2}=V_{\mathrm{REF}}\end{array}\right)\\ \Rightarrow \left(\begin{array}{c}I1=\frac{1}{\mathrm{Rc}//\mathrm{Rd}}\times [(1+\frac{r8}{r10})\times V_{\mathrm{REF}}-\frac{V_{\mathrm{ANALOG}}\times \mathrm{Rc}}{\mathrm{Rd}+\mathrm{Rc}}]\\ I2=\frac{1}{\mathrm{Rc}//\mathrm{Rd}}\times [(1+\frac{r4}{r6})\times V_{\mathrm{REF}}-\frac{V_{\mathrm{ANALOG}}\times \mathrm{Rc}}{\mathrm{Rd}+\mathrm{Rc}}]\\ I3=\frac{1}{\mathrm{Rc}//\mathrm{Rd}}\times [(1+\frac{r0}{r2})\times V_{\mathrm{REF}}-\frac{V_{\mathrm{ANALOG}}\times \mathrm{Rc}}{\mathrm{Rd}+\mathrm{Rc}}]\end{array}\right)\end{array}\right),$其中V_ANALOG是输入的类比 调光信号的准位。类比调光信号准位V_ANALOG的上升会使电流I1、I2及 I3下降，通过调控所输入的类比调光信号的准位，流过外部LED子阵 列G1、G2、G3及G4的平均电流可以对应地受到调控，使所发出的光 也可以受到调控，使得照明装置可以受到类比调光信号作调光。

以变阻器(rheostat)作调光的机制中，共享电流感测及调变单元 16可以仅包括一变阻器Rc。在此实施例中，阻值固定的电阻Rd、电 压缓冲器以及RC低通滤波器皆为冗于而不需要设置。令变阻器调变、 等比例缩小电流检测信号以及参考电压V_REF相等，可以得到以下条件 式：$\left(\begin{array}{c}(I1\times \mathrm{Rc}))\times \frac{r10}{r8+r10}=V_{\mathrm{REF}}\\ (I2\times \mathrm{Rc}))\times \frac{r6}{r4+r6}=V_{\mathrm{REF}}\\ (I3\times \mathrm{Rc}))\times \frac{r2}{r0+r2}=V_{\mathrm{REF}}\end{array}\right)\Rightarrow \left(\begin{array}{c}I1=\frac{1}{\mathrm{Rc}}\times (1+\frac{r8}{r10})\times V_{\mathrm{REF}}\\ I2=\frac{1}{\mathrm{Rc}}\times (1+\frac{r4}{r6})\times V_{\mathrm{REF}}\\ I3=\frac{1}{\mathrm{Rc}}\times (1+\frac{r0}{r2})\times V_{\mathrm{REF}}\end{array}\right)\text{,}$其中Rc为变阻 器的电阻值。当变阻器的电阻值上升时，电流I1、I2及I3会下降，通 过调控可变的电阻值Rc，流过外部LED子阵列G1、G2、G3及G4的 平均电流可以对应地受到调控而改变发出的光强度，使得照明装置可 以受到变阻器作调光。在实施例中，共享电流感测及调变单元16可以 仅包括如前述的具有可变电阻值的单一个变阻器之外，也可以使用一 系列电子或机械开关调控串联的、并联的、或混合的多个电流检测电 阻达到相似的效果。综上所述，依据本发明的前述优选的实施例所提 出的LED照明装置可以依据整流后的弦波输入电压，控制LED子阵列 的点亮及熄灭的数量，以及通过LED子阵列的电流，以达到高的功率 因数及低的总谐波失真。若进一步装配有本发明的实施例所公开的选 择性设置的闪烁抑制电容，所公开的以交流供电的LED光引擎可以在 维持几乎相同的高功率因数以及低总谐波失真的情况下改善闪烁现 象，而不造成任何性能参数的恶化。此外，除了传统以双向可控硅调 光(TRIAC-dimmable)利用相位切割的方式作调光，本发明的实施例 所公开的以交流供电的LED光引擎还可以支援PWM调光、类比调光 以及可变电阻器调光，使得调光应用的范围更加广泛。

依上述内容已描述了本发明的原理、优选实施例以及操作模式。 然而，本发明不应被理解成受限于讨论过的特定实施例。相反地，以 上所描述的实施例应该被视为例示而非限制，并且应该要体认为在不 脱离以下申请专利范围所定义的本发明范围的情况之下，本领域技术 人员可对这些实施例做出变化。