无线发送装置和无线接收装置、无线发送方法和无线接收方法、以及无线通信系统和无线通信方法

摘要

无线发送装置将训练信号作为导频信号以一定的码元间隔插入到发送猝发中，无线接收装置进行接收猝发信号的AD转换，进行码元定时同步，从该码元定时确立后的接收猝发信号中进行帧位置的检测和导频信号的提取，进行帧同步，使用导频信号信息进行载波频率推定。此外，对帧同步确立后的接收猝发信号进行载波频率校正，根据频率校正后的接收猝发信号推定并输出传播路径失真。而且，对频率校正后的接收猝发信号进行传播路径失真校正，将该传播路径校正后的接收猝发信号的信息码元序列转换为接收数据位序列。

说明书

技术领域

本发明涉及数字无线通信系统即应用了数字无线通信技术的信号传输系统中的无线发送装置、无线发送方法以及无线通信系统。特别涉及应用了成批累积解调的无线发送装置和无线接收装置、无线发送方法和无线接收方法、以及无线通信系统和无线通信方法，其中该成批累积解调是指将在无线接收装置接收的猝发信号(burst signal)在存储单元或存储过程中成批累积，进而通过对成批累积信号进行数字信号处理从而进行猝发同步处理以及解调处理(码元识别处理)。

本申请基于2005年9月6日在日本所申请的日本专利申请2005-257539号、2006年3月6日在日本所申请的日本专利申请2006-60102号和2006-60103号、以及2006年4月13日在日本所申请的日本专利申请2006-110786号而主张优先权，在此援引其内容。

背景技术

作为数字无线通信的调制方式公知的有：频率调制方式(FSK：Frequency Shift Keying(频移键控))、相位调制方式(PSK：Phase Shift Keying(相移键控))、QAM(Quadrature Amplitude Modulation：正交调幅)等。FSK虽然是非线性调制方式，但是功率效率优越，对通信终端小型化，低功耗化非常有效，被利用于无线呼叫系统等中。

但是，在近年来的无线通信高速大容量化的潮流中，在多数的无线通信系统中利用在频率利用效率这一点上优越的PSK或QAM等的线性调制方式的情况越来越多。QAM对频率利用效率的提高非常有效，由于在振幅和相位两者上叠加了信号信息，所以可以用较窄频带传输许多信息。由此，在固定微中继系统或无线LAN(Local Area Network：局域网)系统的高速传输模式等中被广泛地利用。但是，QAM功率效率较低，伴随多值化而需要确保较高的信号噪声功率比。

另一方面，PSK为仅在相位上叠加信号信息的方式，与64QAM或256QAM等的多值QAM相比，在频率利用效率这一点上逊色。但是与FSK或QAM相比，有即使在低信号噪声功率比的环境中误码率特性也优越的特点。其在一边抑制发送功率一边进行长距离无线传输的情况下有效，特别是二相相移键控(BPSK：Binary PSK)或四相相移键控(QPSK：QuadraturePSK)是卫星通信系统或便携电话系统、无线LAN的低速传输模式等中最为广泛使用的数字无线调制方式之一。

考虑到频带的有效利用，不仅仅要研究频率轴，也还必需研究时间轴上的效率。在当今的无线通信系统中，主流的是在时间轴上复用数据包(或猝发)来进行传输的时分传输方式(TDM：Time Division Multiplexing(时分复用))。TDM传输方式是适于在时间轴上灵活地变更/分配数据包(packet)长度或数据包数的复用方式。

这里，在图26中例示了在TDM传输方式等中使用的现有的无线发送装置的框图。现有的无线发送装置包括：将发送数据位序列S100转换为信息码元序列的码元生成电路101；生成再生前同步信号(preamble)(训练信号)S102的前同步信号生成电路102，该前同步信号S102包括：载波再生信号生成电路、时钟再生信号生成电路、以及帧同步信号生成电路；复用所述前同步信号S102和所述信息码元序列S101并生成发送猝发信号S103的复用电路103；以及对所述发送猝发信号S103进行数/模转换的数/模转换电路104。再有，在图28中例示了在现有发送装置生成的发送猝发的帧结构。

进而，在图27中例示现有的无线接收装置的框图。现有的使用同步检波的逐次解调无线接收装置包括：将模拟接收猝发信号S200进行模-数(A/D)转换，将其转换为数字接收猝发信号的A/D转换电路201；从接收猝发信号S201中提取载波再生信号部分并进行载波再生的载波再生电路202；在载波再生后提取码元定时再生信号部分并进行码元定时再生的码元定时同步电路203；基于检测到的码元定时来推定传播路径失真的传播路径推定电路204；使用传播路径失真信息校正传播路径失真的传播路径失真校正电路205；在传播路径失真校正后识别接收信息码元并转换为接收数据位序列的码元识别电路206；在码元识别之后提取帧同步信号并进行帧检测的帧检测电路207；以及使用所检测的帧位置进行帧同步的帧同步电路208。

这样，在无线数据包(猝发)传输中，为了提取码元定时或载波频率等猝发同步信号，在无线猝发内具备被前同步信号或导频信号(pilot signal)所代表的训练信号(training signal)序列。此外，这些训练信号还用来补偿在猝发内变动的传播路径失真。由于前同步信号和导频信号是其自身不具备信息的冗余信号，所以成为使传输效率降低的原因。特别是在数据包长度小的情况，传输效率恶化变得显著。

因此作为抑制传输效率恶化的方法，到目前为止提出了：在存储电路中暂时累积由接收器自身的本机振荡器来准同步的接收猝发信号，从所累积的接收猝发信号中提取同步用信号来进行猝发同步/解调处理的成批解调方式(参考非专利文献1)。在成批解调方式中，可以对全部接收猝发信号进行暂时累积并反复读取，进行码元定时同步、载波频率推定、传播路径推定等处理。从而可以缩短训练信号，抑制传输效率的恶化。

非专利文献1：并木淳治，“无线短数据包用累积成批解调方式”，电子通信学会论文志，1984年，vol.J67/B No.1，p.544-61。

发明内容

发明所要解决的问题

在无线标签或传感器网络这样的系统中，与无线LAN或下一代便携电话等宽带通信系统不同，可认为短数据包(猝发)通信成为支配性的。这里，在单纯地罗列各种同步用训练信号的现有逐次解调方式中，随着数据包长度缩短，帧利用率显著恶化。因此，为了缩短已知信号就需要在帧结构上想办法。此外，为了对逐次解调方式使用的载波再生维持引入精度，就需要某种程度的猝发长度，存在随着数据包长度的缩短，载波频率同步特性恶化的问题。

另一方面，例如在非专利文献1等所示的成批解调方式中，由于使用作为数据信号的有效加载部进行载波频率推定以及码元定时再生，因而可以省略前同步信号部。此外，由于不是渐渐引入的载波再生而是对载波频率成批推定校正，所以是适合短数据包的同步检波的方式。但是，在无线猝发仅由数据码元构成的成批解调方式中，存在当猝发长度极其短时，在载波噪声功率比(CNR：Carrier-to-Noise power Ratio)低的区域中无法确保推定载波频率所必需的能量，使无线传输误码率恶化的问题。此外，由于在数据信号之外需要准备帧同步信号，所以由此带来的帧利用率降低不可避免。

本发明是考虑到上述情形而做出的，其目的是提供一种无线发送装置、无线发送方法以及无线通信系统，其中通过设法使已知的训练信号序列缩短/共同化，能够提高无线传输中的帧利用率。此外，本发明目的还在于提供一种无线发送装置和无线接收装置、无线发送方法和无线接收方法、以及无线通信系统，其中能使在低CNR区域内的载波频率同步特性精度提高。进而，本发明目的还在于提供一种无线发送装置和无线接收装置、无线发送方法和无线接收方法、以及无线通信系统和无线通信方法，其中能够使用共同的训练信号序列对载波再生、码元定时再生、帧同步以及传播路径推定实施需要的信号。

此外进而，可以考虑利用猝发内配置多个的导频信号作为上述这样的训练信号序列来进行传播路径的推定。但是，例如在利用猝发内配置的导频信号进行载波频率推定的情况下，在CNR较低区域内因为频率滑差(slip)现象(由于噪声的相位变动和由于调制的相位变动无法识别的现象)而使载波频率推定的精度恶化，使载波频率的误检测增加了。

此外，在猝发为短数据包的情况下，由于猝发内的导频信号数量变少，有时载波频率推定的精度也恶化。在这些情况下，存在无线传输误码率恶化的问题。

本发明是进一步考虑到上述的情况而做出的，其目的是提供一种无线接收装置、无线接收方法以及无线通信系统，能够使猝发同步处理的精度提高。本发明目的是提供一种无线接收装置以及无线接收方法，例如在接收配置有多个导频信号的无线猝发进行载波频率推定的情况下，抑制由于频率滑差现象导致的载波频率的误检测概率，能使载波频率推定精度提高。

本发明目的还在于，提供一种无线接收装置和无线接收方法以及无线通信系统，其中即使在利用短数据包的情况下，也不会使得无线传输误码率恶化，能够实现良好的特性。

用于解决问题的技术手段

为了解决上述问题，本发明的无线发送装置具备：码元生成单元，将发送数据位序列转换为信息码元序列；训练信号生成单元，生成训练信号，该训练信号包括：载波再生信息、时钟再生信息以及帧同步信息；复用单元，复用所述训练信号和所述信息码元序列并生成发送猝发信号；以及数/模转换单元，对所述发送猝发信号进行数/模转换，该无线发送装置其特征在于，通过所述复用单元将在所述训练信号生成单元生成的训练信号作为导频信号，以一定码元间隔插入到发送猝发内。

此外本发明的上述无线发送装置，其特征在于，所述训练信号生成单元具备：同步码序列(code sequence)生成单元，生成用于帧同步的同步码序列信号；差分编码单元，对所述同步码序列信号进行差分编码；以及交织(interleave)单元，对所述被差分编码了的同步码序列信号进行交织。

此外本发明的上述无线发送装置，其特征在于，所述同步码序列生成单元生成并输出Np行(Np为插入到猝发信号中的一个导频信号的码元数)、Nq-1列(Nq为插入到猝发信号中的导频信号数)的同步码序列矩阵，所述差分编码单元通过对初始图案向量将所述同步码序列矩阵在列方向差分编码，从而生成Np行Nq列的差分编码后矩阵，所述交织单元以所述差分编码后矩阵的第m行第n列的要素对应于第n个导频信号的第m码元的导频图案的方式进行重排输出。

此外本发明的无线接收装置与无线发送装置进行无线通信连接，该无线发送装置具备：码元生成单元，将发送数据位序列转换为信息码元序列；训练信号生成单元，生成训练信号，该训练信号包括：载波再生信息、时钟再生信息以及帧同步信息；复用单元，复用所述训练信号和所述信息码元序列并生成发送猝发信号；以及数/模转换单元，对所述发送猝发信号进行数/模转换，通过所述复用单元将在所述训练信号生成单元生成的训练信号作为导频信号，以一定码元间隔插入到发送猝发内，该无线接收装置其特征在于，具备：接收单元，接收从所述无线发送装置发送的无线猝发信号；模/数转换单元，对所述接收猝发信号进行模/数转换；码元定时同步单元，使用所述模/数转换后的接收猝发信号进行码元定时同步；帧检测单元，从所述码元定时确立后的接收猝发信号进行帧位置检测和导频信号提取；帧同步单元，使用所述检测帧位置的信息进行帧同步；载波频率推定单元，使用在所述帧检测单元提取的导频信号信息进行载波频率推定；载波频率校正单元，对所述帧同步确立后的接收猝发信号，使用所述推定载波频率进行载波频率校正；传播路径推定单元，根据所述载波频率校正后的接收猝发信号，推定传播路径失真并输出；传播路径校正单元，对所述频率校正后的接收猝发信号，使用所述传播路径失真信息进行传播路径失真校正；以及码元识别单元，将所述传播路径校正后的接收猝发信号的信息码元序列转换为接收数据位序列。

此外，本发明的上述无线接收装置，其特征在于，所述帧检测单元具备如下单元从而检测所述帧位置：训练信号生成单元，该训练信号生成单元具备：同步码序列生成单元，生成用于帧同步的同步码序列信号；差分编码单元，对所述同步码序列信号进行差分编码；以及交织单元，进行所述被差分编码了的同步码序列信号的交织，该训练信号生成单元生成包括载波再生信息、时钟再生信息和帧同步信息的训练信号；导频信号提取单元，从所述码元定时确立后的接收猝发信号中提取导频信号；以及相关值算出单元，使用从所述接收猝发信号中所提取的导频信号和在所述训练信号生成单元生成的导频信号序列来算出相关值。

此外本发明的上述无线接收装置，其特征在于，所述载波频率推定单元检测在自相关值和算出单元输出的自相关值和的相位，以推定载波频率，其中该自相关值和算出单元用于使用从所述接收猝发信号提取的导频信号和在所述训练信号生成单元生成的导频信号序列来算出自相关值的和。

此外本发明的上述无线接收装置，其特征在于，所述帧检测单元具备：训练信号生成单元，该训练信号生成单元具备：同步码序列生成单元，生成用于帧同步的同步码序列信号；差分编码单元，对所述同步码序列信号进行差分编码；以及交织单元，进行所述被差分编码了的同步码序列信号的交织，该训练信号生成单元生成包括载波再生信息、时钟再生信息和帧同步信息的训练信号；导频信号提取单元，从所述码元定时确立后的接收猝发信号中提取导频信号；以及相关值算出单元，使用从所述接收猝发信号中所提取的导频信号和在所述训练信号生成单元生成的导频信号序列来算出相关值；所述自相关值和算出单元使用所述相关值算出单元算出的相关值，算出所述自相关值的和。

此外本发明的上述无线接收装置，其特征在于，所述载波频率推定单元还具备：频率偏移加减运算单元，通过对精确推定结果加减运算多个频率偏移值从而生成并输出多个推定载波频率，在所述载波频率校正单元中，对接收猝发信号通过所述频率偏移加减运算单元生成的多个推定载波频率进行载波频率校正，生成多个载波频率校正后接收猝发信号。

此外本发明的上述无线接收装置，其特征在于，该无线接收装置还具备：极大似然判定选择单元，对所述多个载波频率校正后的信号进行信号的极大似然判定选择，决定一个频率校正后接收猝发信号，在所述传播路径推定单元以及所述传播路径校正单元中对所述决定了的频率校正后接收猝发信号实施传播路径推定和传播路径校正，该无线接收装置还具备：码元识别单元，对在所述传播路径校正单元传播路径被校正了的接收猝发信号进行码元识别处理。

此外本发明的上述无线接收装置，其特征在于，在所述传播路径推定单元和所述传播路径校正单元，对所述多个频率校正后接收猝发信号分别实施传播路径推定和传播路径校正，该无线接收装置还具备：极大似然判定选择单元，对所述多个传播路径校正后的信号进行信号的极大似然判定选择，决定一个频率校正后接收猝发信号，该无线接收装置还具备：码元识别单元，对在所述极大似然判定选择单元选择的接收猝发信号进行码元识别处理。

此外本发明的上述无线接收装置，其特征在于，在所述传播路径推定单元和所述传播路径校正单元，对所述多个频率校正后接收猝发信号分别实施传播路径推定和传播路径校正，该无线接收装置还具备：码元识别单元，对所述多个传播路径校正后的接收猝发信号进行码元识别处理，以及错误检测判定选择单元，对所述多个码元识别后的接收猝发数据信号进行错误检测判定选择，决定所希望的接收猝发数据信号。

此外本发明的上述无线接收装置，其特征在于，在所述传播路径推定单元和所述传播路径校正单元，分别对所述多个频率校正后接收猝发信号实施传播路径推定和传播路径校正，该无线接收装置还具备：码元识别单元，对所述多个传播路径校正后接收猝发信号进行码元识别处理；错误检测判定选择单元，对所述多个码元识别后的接收猝发数据信号进行错误检测判定选择；以及极大似然判定选择单元，在所述错误检测判定选择单元没有被检测出错误的接收猝发信号存在多个的情况下，对所述没有被检测出错误的多个接收猝发的传播路径校正后信号进行信号的极大似然判定选择，决定一个频率校正后接收猝发信号。

此外本发明的上述无线接收装置，其特征在于，在所述频率偏移加减运算单元中，对根据所述载波频率推定单元的所述精确推定值进行加减运算的多个频率偏移值，是接收猝发信号中的导频信号插入周期的倒数的整数倍。

此外本发明的上述无线接收装置，其特征在于，还具备用于除去码元间干扰的波形整形滤波单元，对所述码元定时同步后的接收猝发信号进行波形整形滤波，在所述载波频率推定单元的粗略推定和所述载波频率校正单元利用波形整形滤波后的接收猝发信号。

此外本发明的上述无线接收装置，其特征在于，还具备用于除去码元间干扰的第一波形整形滤波单元，通过所述第一波形整形滤波单元对所述码元定时同步后的接收猝发信号进行波形整形滤波，将通过所述第一波形整形滤波单元后的接收猝发信号利用在所述载波频率推定单元的粗略推定中，在所述载波频率校正单元对没通过所述第一波形整形滤波单元的接收猝发信号进行载波频率校正，该无线接收装置还具备：第二波形整形滤波单元，用于对在所述载波频率校正单元进行载波频率校正后的接收猝发信号进行除去码元间干扰的波形整形滤波，将由所述第二波形整形滤波单元波形整形滤波后的接收猝发信号利用在所述传播路径推定单元和传播路径校正单元。

此外本发明的上述无线接收装置，其特征在于，所述传播路径推定单元以时分方式对多个频率校正后接收猝发信号进行传播路径推定处理。

此外本发明的上述无线接收装置，其特征在于，所述传播路径校正单元以时分方式对多个频率校正后接收猝发信号进行传播路径校正处理。

此外本发明的上述无线接收装置，其特征在于，具备多个所述传播路径推定单元，对多个频率校正后接收猝发信号并行进行传播路径推定处理。

此外本发明的上述无线接收装置，其特征在于，具备多个所述传播路径校正单元，对多个频率校正后的接收猝发信号并行进行传播路径校正处理。

此外本发明的上述无线接收装置，其特征在于，所述传播路径推定单元具备：导频信号提取单元，从所述频率校正后的接收猝发信号中提取导频信号；训练信号生成单元，生成包含载波再生信息、时钟再生信息和帧同步信息的导频信号；导频部传播路径推定单元，使用从所述接收信号提取的导频信号和在所述训练信号生成单元中生成的导频信号进行导频信号位置的传播路径失真推定；以及数据部传播路径插补(interpolation)推定单元，使用所述导频信号位置的传播路径失真信息，插补推定数据信号部的传播路径失真，输出接收猝发整体的传播路径失真信息。

此外本发明的上述无线接收装置，其特征在于，作为数据信号部的传播路径失真信息，所述传播路径插补推定单元将数据信号部两端的导频信号位置中的传播路径失真信息在信号点平面上按每个码元位置进行线性插补并输出。

此外本发明的上述无线接收装置，其特征在于，作为数据信号部的传播路径失真信息，所述传播路径插补推定单元将数据信号部附近的多个导频信号位置中的传播路径失真信息在信号点平面上进行单纯平均并输出。

此外本发明的无线发送装置中的无线发送方法，具有：码元生成处理，将发送数据位序列转换为信息码元序列；训练信号生成处理，生成包括载波再生信息、时钟再生信息和帧同步信息的训练信号；复用处理，复用所述训练信号和所述信息码元序列并生成发送猝发信号；以及数/模转换处理，对所述发送猝发信号进行数/模转换，其特征在于：将在所述训练信号生成单元生成的训练信号作为导频信号，通过所述复用单元以一定的码元间隔插入到发送猝发内。

此外本发明的上述无线发送方法，其特征在于，在所述训练信号生成处理中进行：同步码序列生成处理，生成用于帧同步的同步码序列信号；差分编码处理，对所述同步码序列信号进行差分编码；以及交织处理，进行所述被差分编码了的同步码序列信号的交织。

此外本发明的上述无线发送方法，其特征在于，在所述同步码序列生成处理中，生成并输出Np行(Np为插入到猝发信号中的一个导频信号的码元数量)Nq-1列(Nq为插入到猝发信号中的导频信号的数量)的同步码序列矩阵，在所述差分编码处理中，对初始图案向量在列方向上将所述同步码序列矩阵差分编码，从而生成Np行Nq列的差分编码后矩阵，在所述交织处理中，以所述差分编码后矩阵的第m行第n列的要素对应于第n个导频信号的第m码元的导频图案的方式进行重排输出。

此外本发明的无线接收装置中的无线接收方法，该无线接收装置与无线发送装置进行无线通信连接，上述无线发送装置具备：码元生成单元，将发送数据位序列转换为信息码元序列；训练信号生成单元，生成包括载波再生信息、时钟再生信息和帧同步信息的训练信号；复用单元，复用所述训练信号和所述信息码元序列并生成发送猝发信号；以及数/模转换单元，对所述发送猝发信号进行数/模转换，将在所述训练信号生成单元生成的训练信号作为导频信号，通过所述复用单元以一定码元间隔插入到发送猝发内，所述无线接收方法其特征在于，进行如下处理：接收处理，接收从所述无线发送装置发送的无线猝发信号；模/数转换处理，进行所述接收猝发信号的模/数转换；码元定时同步处理，使用所述模/数转换后的接收猝发信号进行码元定时同步；帧检测处理，从所述码元定时确立后的接收猝发信号中进行帧位置的检测和导频信号的提取；帧同步处理，使用所述检测帧位置的信息进行帧同步；载波频率推定处理，使用通过所述帧检测处理提取的导频信号信息进行载波频率推定；载波频率校正处理，对所述帧同步确立后的接收猝发信号，使用所述推定载波频率进行载波频率校正；传播路径推定处理，基于所述频率校正后的接收猝发信号，推定并输出传播路径失真；传播路径校正处理，对所述频率校正后的接收猝发信号，使用所述传播路径失真信息进行传播路径失真校正；以及码元识别处理，将所述传播路径校正后的接收猝发信号的信息码元序列转换为接收数据位序列。

此外本发明的上述无线接收方法，其特征在于，在所述帧检测处理中通过进行以下处理来检测所述帧位置：训练信号生成处理，在该训练信号生成处理中进行如下处理：同步码序列生成处理，生成用于帧同步的同步码序列信号；差分编码处理，对所述同步码序列信号进行差分编码；以及交织处理，对所述被差分编码了的同步码序列信号进行交织，生成包括载波再生信息、时钟再生信息和帧同步信息的训练信号；导频信号提取处理，从所述码元定时确立后的接收猝发信号中提取导频信号；以及相关值算出处理，使用从所述接收猝发信号中提取的导频信号以及在所述训练信号生成单元生成的导频信号序列来算出相关值。

此外本发明的上述无线接收方法，其特征在于，所述载波频率推定处理检测出在自相关值和算出处理中输出的自相关值和的相位，以推定载波频率，其中该自相关值和算出处理用于使用从所述接收猝发信号中提取的导频信号和在所述训练信号生成处理中生成的导频信号序列来算出自相关值的和。

此外本发明的上述无线接收方法，其特征在于，在所述帧检测处理中具有如下处理：训练信号生成处理，在该训练信号生成处理中进行如下处理：同步码序列生成处理，生成用于帧同步的同步码序列信号；差分编码处理，对所述同步码序列信号进行差分编码；以及交织处理，对所述被差分编码的同步码序列信号进行交织，生成包括载波再生信息、时钟再生信息和帧同步信息的训练信号；导频信号提取处理，从所述码元定时确立后的接收猝发信号中提取导频信号；以及相关值算出处理，使用从所述接收猝发信号中提取的导频信号以及在所述训练信号生成处理生成的导频信号序列来算出相关值，在所述自相关值和算出处理中使用在所述相关值算出处理算出的相关值来算出所述自相关值的和。

此外本发明的上述无线接收方法，其特征在于，所述载波频率推定处理还具备：频率偏移加减运算处理，通过对精确推定结果加减运算多个频率偏移值来生成并输出多个推定载波频率，在所述载波频率校正处理中，对接收猝发信号，通过根据所述频率偏移加减运算处理中生成的多个推定载波频率进行载波频率校正来生成多个载波频率校正后接收猝发信号。

此外本发明的上述无线接收方法，其特征在于：还具备：极大似然判定选择处理，对所述多个载波频率校正后的信号进行信号的极大似然判定选择，决定一个频率校正后接收猝发信号，在所述传播路径推定处理以及所述传播路径校正处理中，对所述决定的频率校正后接收猝发信号实施传播路径推定和传播路径校正，对在所述传播路径校正处理中传播路径校正了的接收猝发信号进行码元识别处理。

此外本发明的上述无线接收方法，其特征在于，在所述传播路径推定处理和所述传播路径校正处理中，对所述多个频率校正后接收猝发信号分别实施传播路径推定和传播路径校正，该无线接收方法还具备：极大似然判定选择处理，对所述多个传播路径校正后信号进行信号的极大似然判定选择，来决定一个频率校正后接收猝发信号，对在所述极大似然判定选择处理中所选择的接收猝发信号进行码元识别处理。

此外本发明的上述无线接收方法，其特征在于，在所述传播路径推定处理和所述传播路径校正处理中，对所述多个频率校正后接收猝发信号分别实施传播路径推定和传播路径校正，对所述多个传播路径校正后的接收猝发信号进行码元识别处理，该无线接收方法还具备：错误检测判定选择处理，对所述多个码元识别后的接收猝发数据信号进行错误检测判定选择，决定所希望的接收猝发数据信号。

此外本发明的上述无线接收方法，其特征在于：在所述传播路径推定处理和所述传播路径校正处理中，对所述多个频率校正后接收猝发信号分别实施传播路径推定和传播路径校正，对所述多个传播路径校正后的接收猝发信号进行码元识别处理，对所述多个码元识别后的接收猝发数据信号进行错误检测判定选择，在所述错误检测判定选择处理中没有被检测出错误的接收猝发存在多个的情况下，对所述没有检测出错误的多个接收猝发的传播路径校正后的信号进行信号的极大似然判定选择，决定一个频率校正后接收猝发信号。

此外本发明的上述无线接收方法，其特征在于，在所述频率偏移加减运算处理中，对根据所述载波频率推定处理的所述精确推定值进行加减运算的多个频率偏移值是接收猝发信号中的导频信号插入周期的倒数的整数倍。

此外本发明的上述无线接收方法，其特征在于，还具备用于除去码元间干扰的波形整形滤波处理，对所述码元定时同步后的接收猝发信号进行波形整形滤波，在所述载波频率推定处理的粗略推定和所述载波频率校正处理利用波形整形滤波后的接收猝发信号。

此外本发明的上述无线接收方法，其特征在于，还具备用于除去码元间干扰的第一波形整形滤波处理，在所述第一波形整形滤波处理中对所述码元定时同步后的接收猝发信号进行波形整形滤波，将所述第一波形整形滤波处理通过后的接收猝发信号用于所述载波频率推定处理的粗略推定，在所述载波频率校正处理中对没有通过所述第一波形整形滤波处理的接收猝发信号进行载波频率校正，该无线接收方法还具备：第二波形整形滤波处理，对由所述载波频率校正处理的载波频率校正后的接收猝发信号进行用于除去码元间干扰的波形整形滤波，将由所述第二波形整形滤波处理的波形整形滤波后的接收猝发信号利用在所述传播路径推定处理和传播路径校正处理中。

此外本发明的上述无线接收方法，其特征在于：在所述传播路径推定处理中以时分方式对多个频率校正后的接收猝发信号进行传播路径推定处理。

此外本发明的上述无线接收方法，其特征在于：在所述传播路径校正处理中以时分方式对多个频率校正后的接收猝发信号进行传播路径校正处理。

此外本发明的上述无线接收方法，其特征在于：具备多个所述传播路径推定处理，对多个频率校正后的接收猝发信号并行进行传播路径推定处理。

此外本发明的上述无线接收方法，其特征在于：具备多个所述传播路径校正处理，对多个频率校正后的接收猝发信号并行进行传播路径校正处理。

此外本发明的上述无线接收方法，其特征在于，所述传播路径推定处理具备：导频信号提取处理，从所述频率校正后的接收猝发信号中提取导频信号；训练信号生成处理，生成包含载波再生信息、时钟再生信息和帧同步信息的导频信号；导频部传播路径推定处理，使用从所述接收信号提取的导频信号和在所述训练信号生成处理中生成的导频信号，进行导频信号位置的传播路径失真推定；以及数据部传播路径插补推定处理，使用所述导频信号位置的传播路径失真信息，插补推定数据信号部的传播路径失真，输出接收猝发整体的传播路径失真信息。

此外本发明的上述无线接收方法，其特征在于，在所述传播路径插补推定处理中，将数据信号部两端的导频信号位置中的传播路径失真信息作为数据信号部的传播路径失真信息，在信号点平面上按每个码元位置线性插补并输出。

此外本发明的上述无线接收方法，其特征在于，在所述传播路径插补推定处理中，将数据信号部附近的多个导频信号位置中的传播路径失真信息作为数据信号部的传播路径失真信息，在信号点平面上单纯平均并输出。

此外本发明的具有无线发送装置和无线接收装置的无线通信系统，其特征在于，所述无线发送装置具备：码元生成单元，将发送数据位序列转换为信息码元序列；训练信号生成单元，生成包括载波再生信息、时钟再生信息和帧同步信息的训练信号；复用单元，复用所述训练信号和所述信息码元序列并生成发送猝发信号；以及数/模转换单元，对所述发送猝发信号进行数/模转换，该无线发送装置将在所述训练信号生成单元中生成的训练信号作为导频信号，通过所述复用单元以一定的码元间隔插入到发送猝发内，所述无线接收装置具备：接收单元，接收从所述无线发送装置发送的无线猝发信号；模/数转换单元，进行所述接收猝发信号的模/数转换；码元定时同步单元，使用所述模/数转换后的接收猝发信号进行码元定时同步；帧检测单元，从所述码元定时确立后的接收猝发信号中进行帧位置的检测和导频信号的提取；帧同步单元，使用所述检测帧位置信息进行帧同步；载波频率推定单元，使用在所述帧检测单元提取的导频信号信息进行载波频率推定；载波频率校正单元，对所述帧同步确立后的接收猝发信号，使用所述推定载波频率进行载波频率校正；传播路径推定单元，基于所述载波频率校正后的接收猝发信号，推定并输出传播路径失真；传播路径校正单元，对所述频率校正后的接收猝发信号，使用所述传播路径失真信息进行传播路径失真校正；以及码元识别单元，将所述传播路径校正后的接收猝发信号的信息码元序列转换为接收数据位序列。

此外本发明的具有无线发送装置和无线接收装置的无线通信系统的无线通信方法，其特征在于，所述无线发送装置具备：码元生成处理，将发送数据位序列转换为信息码元序列；训练信号生成处理，生成包括载波再生信息、时钟再生信息和帧同步信息的训练信号；复用处理，复用所述训练信号和所述信息码元序列并生成发送猝发信号；以及数/模转换处理，对所述发送猝发信号进行数/模转换，该无线发送装置将在所述训练信号生成处理中生成的训练信号作为导频信号，通过所述复用处理以一定的码元间隔插入到发送猝发内，所述无线接收装置具备：接收处理，接收从所述无线发送装置发送的无线猝发信号；模/数转换处理，对所述接收猝发信号进行模/数转换；码元定时同步处理，使用所述模/数转换后的接收猝发信号进行码元定时同步；帧检测处理，从所述码元定时确立后的接收猝发信号中进行帧位置的检测和导频信号的提取；帧同步处理，使用所述检测出的帧位置信息进行帧同步；载波频率推定处理，使用在所述帧检测处理提取的导频信号信息进行载波频率推定；载波频率校正处理，对所述帧同步确立后的接收猝发信号，使用所述推定载波频率进行载波频率校正；传播路径推定处理，基于所述载波频率校正后的接收猝发信号，推定并输出传播路径失真；传播路径校正处理，对所述频率校正后的接收猝发信号，使用所述传播路径失真信息进行传播路径失真校正；以及码元识别处理，将所述传播路径校正后的接收猝发信号的信息码元序列转换为接收数据位序列。

发明的效果

本发明的无线发送装置和无线接收装置能够实现如图17或图18所例示的帧结构。其中，图17或图18所示的导频信号为等间隔配置的，包含作为共同训练信号的载波再生、码元定时再生、帧同步、传播路径失真校正所必要的同步信息。与图28所示的现有无线发送装置和无线接收装置所使用的帧结构相比较，不需要在帧内个别地具备载波再生、码元定时再生以及帧同步所需要的信息。因此，特别是即使在短数据包的通信业务(traffic)支配的情况下，也能够提高传输效率。

本发明的载波频率推定因为使用了作为在猝发内等间隔分散配置的已知信号序列的导频信号，所以在短数据包长度且CNR低的环境下也能够实现高精度的载波频率同步特性。在现有的无线发送装置和接收装置中，在猝发内邻接的码元嵌入码序列信息。因此，因为需要错开帧位置来比较与随机信号序列的互相关值以进行峰值检测，所以需要某种程度增长序列长度。另一方面，在本发明的无线接收装置中，利用在导频信号生成电路生成的多个同步码序列的正交性进行帧同步。此外，使用以非邻接码元而是以导频插入间隔为单位差分编码的编码序列。因此，在本发明中，因为当帧位置前后错开时，在导频交迭的范围内，编码模式彼此正交，互相关值显著减小，所以即使是短同步码序列长度也能够进行高精度的帧检测。

此外本发明的无线接收装置计算对同步码序列的互相关值来进行帧检测，但由于同步码序列以导频插入间隔为单位进行差分编码，所以算出的互相关值是每个导频插入间隔的自相关值的和。使用其能够推定出每个导频插入间隔的相位旋转量，即载波频率偏移。也就是说能够以相同的信号处理同时进行帧同步与载波频率校正。

此外本发明在解调被配置多个导频信号的猝发信号时，通过获取同一导频信号内的码元信号间的自相关和从而进行粗略推定，进而，因为通过获取多个导频信号间的码元信号间的自相关和从而进行精确推定，所以能够谋求载波(carrier)频率推定高精度化。进而，通过对精确推定的结果加减多个频率偏移，从而生成多个频率候补，对这些候补，以成批解调处理分别实施必要的传播路径推定、同步检波(传播路径校正)，进一步对同步检波后的信号进行极大似然判定，在求出最合适的信号基础上进行解调处理，因而，与使用单一的推定频率的情况相比，能够实现更为正确的载波频率校正。这种情况的装置结构可以考虑是对多个信号按时序处理的结构、和并列地设置多个装置同时处理的结构。

此外本发明的无线发送装置和无线接收装置中，在数据内分散配置各个导频信号。因此，可以对每个导频信号进行高精度的传播路径推定，能够提高传播路径变动的追踪性。

附图说明

图1是表示本发明无线接收装置的第一实施方式的框图。

图2是本发明第二实施方式的框图。

图3是说明使用信号点位置的极大似然推定法的第一图。

图4是表示本发明的第四实施方式的框图。

图5是在本发明的无线接收装置使用的猝发结构图。

图6是表示本发明的第三实施方式的框图。

图7是表示本发明第五实施方式的框图。

图8是表示本发明第六实施方式的框图。

图9是表示本发明第七实施方式的框图。

图10是表示本发明第八实施方式的框图。

图11是说明使用信号点位置的极大似然推定法的第二图。

图12是说明第四、第六、第七、第八实施方式的效果的图。

图13是表示本发明的实施例1中的参数比较条件的图。

图14是表示本发明的实施例1中的特性比较的图(其一)。

图15是表示本发明的实施例1中的特性比较的图(其二)。

图16是表示本发明第九实施方式的框图。

图17是表示在本发明无线发送装置和无线接收装置使用的帧结构图的第一图。

图18是表示在本发明无线发送装置和无线接收装置使用的帧结构图的第二图。

图19是表示本发明的无线发送装置的导频生成电路的实施方式(第十实施方式)的框图。

图20是表示本发明无线发送装置的导频生成例的图。

图21是表示本发明的无线接收装置的第十一实施方式的框图。

图22是表示本发明的无线接收装置的帧检测/同步电路的实施方式(第十二实施方式)的框图。

图23是表示本发明的无线接收装置的帧位置信息算出方法的例子的图。

图24是表示实施例2中的参数比较条件的图。

图25是表示实施例2中的特性的图。

图26是表示现有无线发送装置的实施方式的框图。

图27是表示现有无线接收装置的实施方式的框图。

图28是表示在现有的无线发送装置和无线接收装置中使用的帧结构图的图。

图29是表示本发明无线接收装置中的传播路径推定电路的实施方式(第十四实施方式)的图。

图30是表示实施例3中的传播路径线性插补推定方法的例子的图。

图31是表示实施例3中的传播路径平均插补推定方法的例子的第一图。

图32是表示实施例3中的传播路径平均插补推定方法的例子的第二图。

图33是表示实施例3中的参数比较条件的图。

图34是表示实施例3中的特性的图。

图35是表示实施例4中的参数条件的图。

图36是表示实施例4中的特性的第一图的图。

图37是表示实施例4中的特性的第二图的图。

图38是表示实施例4中的特性的第三图的图。

图39是表示实施例4中的特性的第四图的图。

图40是表示实施例4中的特性的第五图的图。

图41是表示实施例4中的特性的第六图的图。

图42是表示在使用实施例5分集(diversity)技术情况下的无线接收装置的框图。

图43是表示实施例5实验中的装置条件和测定条件的图。

图44是表示实施例5实验结果中的数据包错误特性的图。

附图标记说明

11准同步检波电路

12模/数(A/D)转换器

13接收信号存储电路

14码元定时再生电路

15，31波形整形滤波电路

16载波频率推定电路

17载波频率校正电路

18传播路径推定电路

19同步检波电路

20解调电路

21频率偏移加减运算电路

22，30(对应多个接收猝发)载波频率校正电路

23，32，41(对应多个接收猝发)传播路径推定电路

24，33，42(对应多个接收猝发)同步检波电路

25，34，46极大似然判定选择电路

40(对应多个接收猝发)极大似然判定选择电路

43，44(对应多个接收猝发)解调电路

45错误检测选择判定电路

101，301码元生成电路

102前同步信号生成电路

103，303复用电路

104，304数/模转换电路

201，401模/数转换电路

202载波再生电路

203，404码元定时同步电路

204传播路径推定电路

205传播路径校正电路

206，502码元识别电路

207，405帧检测电路

208，407帧同步电路

302，702导频信号生成电路

402准同步检波电路

403接收信号存储电路

408载波频率推定电路

409载波频率校正电路

500传播路径推定电路

501传播路径校正电路

601同步码序列生成电路

602差分编码电路

603交织器(interleaver)

701导频部提取电路

703自相关和算出电路

801导频部提取电路

802导频信号生成电路

803导频部传播路径推定电路

804数据部传播路径插补推定电路

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。图1为表示本发明的无线接收装置第一实施方式的结构例的框图。如图1所示的无线接收装置包括：准同步检波电路11、模-数转换器12、接收信号存储电路13、码元定时再生电路14、波形整形滤波器15、载波频率推定电路16、载波频率校正电路17、传播路径推定电路18、同步检波电路19和解调电路20构成。

准同步检波电路11对输入接收猝发信号使用接收器自身的本机振荡器进行准正交同步检波。模-数转换器12将从准同步检波电路11输出的模拟检波信号(准同步检波信号)S11转换为被数字量化的数字信号S12。接收信号存储电路13将从模-数转换器12输出的接收信号12按每个接收猝发来进行全部成批累积。

码元定时再生电路14从在接收信号存储电路13中存储的接收猝发信号S13中包含的一部分或全部码元接收信号信息中提取再生出码元定时，进行码元定时同步。也就是说，将接收信号存储电路13中所累积的接收猝发信号S13输入到码元定时再生电路14，使用接收猝发信号S13的一部分或全部信号，判定码元识别点，作为被确立码元定时同步的接收猝发信号S14而输出。

波形整形滤波器15对通过码元定时再生电路14确立了码元定时同步的接收猝发信号S14，进行除去码元间干扰并提取所希望的接收码元信息的处理。也就是说，确立了码元定时同步的接收猝发信号S14被输入到波形整形滤波器15，除去邻接码元间干扰，输出被波形整形了的码元单位的接收猝发信号S15。

载波频率推定电路16通过从波形整形滤波器15输出的波形整形后的接收猝发信号S15中包含的一部分或全部的码元接收信号信息，进行接收信号载波频率的推定。本实施方式中，载波频率推定电路16在进行接收猝发信号载波频率推定时，首先，通过同一导频信号的码元信号间的自相关和(自相关函数)进行粗略推定，进而，通过多个导频信号间(例如相邻的前后的导频信号间)的码元信号间的自相关和进行精确推定，通过这样两个阶段的处理来推定载波频率。

在本实施方式使用的接收猝发的结构，例如是如图5所示的在数据猝发内配置多个导频信号。即，以任意数据通过规定(已知)的多个导频信号被分割的方式构成猝发信号。再有，如图5所示，在将作为已知的信号序列的导频信号以一定间隔(等间隔)等的规定间隔配置到数据猝发内的情况下，在成批对接收信号进行信号处理时，通过利用这些以等间隔配置的多个导频信号，能够容易地高精度化码元定时同步、载波频率推定、传播路径推定等的猝发同步处理。

上述的载波频率推定电路16的两阶段的推定处理能够以如下方式进行。这里，将如图5所示的接收猝发内的第i个导频信号(导频部)的第j码元作为Pij(i＝1，...，m，j＝1，...，n)。粗略推定是从同一导频部的码元，即j为共同的码元彼此的码元自相关和来求得。此外，精确推定是从在多个不同导频间对应位置的码元，即j为共同的码元彼此的自相关和来求得。载波频率的推定是在粗略推定中使用同一导频信号内的码元信号间的自相关和。频率推定的精度虽然低但频率推定的范围较广，因而不容易引起频率滑差的现象。另一方面，在精确推定中使用多个导频信号间的码元信号间的自相关和。由于频率推定的范围较窄，所以容易引起频率滑差现象，但相反地频率推定精度较高。通过将两者相组合，能够进行频率推定范围广、推定精度也高的载波频率推定。

载波频率校正电路17使用通过载波频率推定电路16所推定的推定载波频率S16，对从波形整形滤波器15输出的接收猝发信号进行频率校正。即，将波形整形后的接收猝发信号S15输入到载波频率校正电路17，使用推定载波频率S16通过复数乘法或相位旋转进行载波频率校正，输出载波频率校正后的多个接收猝发信号S17。

传播路径推定电路18根据从载波频率校正电路17输出的接收猝发信号S17中包含的一部分或全部的码元接收信号信息，以码元为单位推定振幅、相位旋转等的传播路径失真，输出传播路径失真信息信号S18。同步检波电路(传播路径校正单元)19使用通过传播路径推定电路18所推定的传播路径信息，对从载波频率校正电路17输出的接收猝发信号S17，以码元为单位通过传播路径失真校正进行正交同步检波。解调电路20使用从同步检波电路19输出的正交同步检波后的接收猝发信号(同步检波信号)S19进行接收猝发信号的解调处理。

如上所述，图1所示的无线接收装置使用接收信号存储电路13成批累积接收猝发信号，使用累积的信号进行码元定时再生、载波频率推定和传播路径推定等。特别是在载波频率推定时，通过导频信号的码元信号间的自相关和进行两阶段推定，高效率且高精度地进行推定处理。

下面，参照图2对于本发明的第二实施方式进行说明。与图1以及后述的图4、图6、图7、图8、图9和图10的对应部分标以相同的附图标记。在如图2所示的第二实施方式中，对图1所示的第一实施方式追加了频率偏移加减运算电路21。

在图2中，接收信号S10被输入到准同步检波电路11，作为准同步检波信号S11输出。准同步检波信号S11被输入到模/数转换器12中，作为数字量化了的接收信号S12输出。数字转换后的接收信号S12遍及接收猝发整体地累积到接收信号存储电路13。接收信号存储电路13中所累积的接收猝发信号S13为了同步处理和解调处理被适宜地读取。

接收信号存储电路13中所累积的接收猝发信号S13被输入到码元定时再生电路14中，使用接收猝发信号S13的一部分或全部的信号判定码元识别点，作为确立了码元定时同步的接收猝发信号S14输出。确立了码元定时同步的接收猝发信号S14被输入到波形整形滤波器15中，除去邻接码元间干扰，输出被波形整形的码元单位的接收猝发信号S15。

波形整形后的接收猝发信号S15被输入到载波频率推定电路16，使用接收猝发信号S15的一部分或全部信号进行载波频率的粗略推定和精确推定，输出推定载波频率S16。推定载波频率S16被输入到频率偏移加减运算电路21，通过频率偏移加减运算电路21，被加减运算考虑载波频率推定时发生的频率滑差等的影响而计算的特定频率偏移，其结果是，输出加上所得到的推定载波频率的多个推定载波频率S21。

此外，波形整形后的接收猝发信号S15也被输入到载波频率校正电路22，使用多个推定载波频率S21通过复数乘法或相位旋转进行载波频率校正，输出多个对应于多个推定载波频率S21各频率的载波频率校正后的接收猝发信号S22。

参照图1说明的在根据本发明的无线接收装置的第一实施方式中进行接收猝发信号的载波频率的粗略推定和精确推定的情况下，精确推定的捕捉范围(pull-in range)为±f_s/(2Npd){f_s：调制速度(symbol/秒)、N_pd：导频插入间隔(symbol)}。但是，这时将导频插入周期T_p设为N_pd/f_s(秒)。这里导频信号插入间隔N_pd，即导频信号插入周期T_p越大，载波频率推定的捕捉范围越小。当对于粗略推定的捕捉精度，精确推定的捕捉范围的背离变大时，容易产生频率滑差现象。其结果是载波频率的错误检测率增加，无线传输的差错率恶化。

因此，在图2所示的本发明第二实施方式中，在载波频率校正电路22中，作为载波频率偏移的精确推定值Δf使用考虑了从频率偏移加减运算电路21输出的频率滑差的多个推定频率候补{Δf±u·f_s/N_pd(u＝1，2，3，...)}，并列地进行载波频率校正。即，在频率偏移加减运算电路21中，对在载波频率推定电路16推定的精确推定值进行加减运算的多个频率偏移值，是在接收猝发信号中导频信号插入周期的整数倍。该结构中，假定即使产生频率滑差现象的情况下，也利用在多个推定频率候补中含有合适的推定载波频率的可能性较高。

载波频率校正后的多个接收猝发信号S22被输入到传播路径推定电路23，使用多个接收猝发信号S22的一部分或全部信号推定传播路径失真，输出传播路径失真信息信号S23。载波频率校正后的多个接收猝发信号S22被输入到同步检波电路24，使用传播路径失真信息信号S23分别以码元为单位进行传播路径失真校正，输出正交同步检波后的接收猝发信号S24。

正交同步检波后的多个接收猝发信号S24被输入到极大似然判定选择电路25，使用不同的推定载波频率从被正交同步检波了的多个接收猝发信号中，使用信号点位置等特征，进行最适宜的猝发的极大似然判定选择，输出该最适宜的接收猝发信号S25。极大似然判定选择了的正交同步检波后的接收猝发信号S25被输入到解调电路20中，提取、解调出所希望的接收猝发数据信号。

在如图1所示的本发明的无线接收装置的第一实施方式中，对单一的推定载波频率进行载波频率校正、传播路径推定和同步检波，与此相比，在图2所示的本发明的第二实施方式中，其不同点在于：对从载波频率推定电路16输出的推定载波频率S16，在频率偏移加减运算电路21加减运算频率偏移，输出多个推定载波频率S21，同时并列地进行载波频率校正、传播路径推定和同步检波，最终通过极大似然判定选择电路25选择最适宜的接收猝发。

这里，参照图3，对使用极大似然判定选择电路25中信号点位置的极大似然推定法进行说明。在此以调制方式为QPSK的情况为例。在使用不合适的推定载波频率进行频率校正的情况下，如图3左侧所示那样，信号点相位不锁定，信号点配置变为随机。另一方面，在使用合适的推定载波频率进行频率校正的情况下，如图3右侧所示那样，信号点相位锁定，分布于QPSK的理想的信号点位置附近。也就是说，计算从正交同步检波后的有效载荷(payload)部的各信号点到最靠近的QPSK理想信号点位置的距离的和，选择该距离的和变为最短的载波频率候补即可。但是，其不仅是在欧几里的距离或曼哈顿距离等的正交坐标系中的距离判定，利用在极坐标系中的与理想信号点位置的相位差的和等也可。

而且，在图2的结构中，为了如上所述从多个推定载波频率候补中选择出适合的推定载波频率，在同步检波电路24后使用极大似然判定选择电路25。在使用不适合的推定载波频率候补进行载波频率校正的情况下，同步检波后的信号点配置变为随机的。通过利用该特征构成极大似然判定选择电路25，可以选择适合的推定载波频率。

下面，参照图6对于本发明的无线接收装置的第三实施方式进行说明。对与图2的对应部分标以相同的附图标记。虽然图6的第三实施方式进行与图2所示的第二实施方式完全等效的处理，但是是将载波频率校正、传播路径推定和同步检波的并列处理个别地写下。即，图6的载波频率校正电路22a、22b、22c、...对应于图2的载波频率校正电路22，图6的传播路径推定电路23a、23b、23c、...对应于图2的传播路径推定电路23，而且，图6的同步检波电路24a、24b、24c、...对应于图2的同步检波电路24。此外，图6的推定载波频率S21a、S21b、S21c、...S21x、载波频率校正后的多个接收猝发信号S22a、S22b、S22c、...、传播路径失真信息信号S23a、S23b、S23c、...、以及接收猝发信号S24a、S24b、S24c、...S24x分别与图2中的推定载波频率S21、接收猝发信号S22、传播路径失真信息信号S23和接收猝发信号S24相对应。

再有，实际电路的结构上，以时分方式重复使用如图2所示的第二实施方式那样的相同的电路，还是如图6所示的第三实施方式那样并列地配置电路均可。

下面，在图4表示本发明的无线接收装置的第四实施方式。与图1、图2、图6、图7、图8、图9和图10的对应部分标以相同的附图标记。在图4中，接收信号S10被输入到准同步检波电路11中，作为准同步检波信号S11输出。准同步检波信号S11被输入到模/数转换器12中，作为被数字量化的接收信号S12输出。

被数字转换的接收信号S12遍及接收猝发整体地被累积到接收信号存储电路13中。接收信号存储电路13中累积的接收猝发信号S13为了同步处理和解调处理而被适宜地读出。接收信号存储电路13中累积的接收猝发信号S13被输入到码元定时再生电路14中，使用接收猝发信号S13的一部分或全部信号判定码元识别点，作为确立了码元定时同步的接收猝发信号S14输出。确立了码元定时同步的接收猝发信号S14被输入到第一波形整形滤波器15(由于在本实施方式使用两个波形整形滤波器，因而将它们区别为第一和第二波形整形滤波器)中，除去邻接码元间干扰，输出被波形整形了的码元单位的接收猝发信号S15。

第一波形整形后的接收猝发信号S15被输入到载波频率推定电路16中，使用接收猝发信号S15的一部分或全部的信号进行载波频率的粗略推定和精确推定，输出推定载波频率S16。推定载波频率S16被输入到频率偏移加减运算电路21中，加减运算考虑载波频率推定时发生的频率滑差等的影响而计算的频率偏移，其结果是，输出加上得到的推定载波频率的多个载波频率S21。

此外，码元定时同步确立后的接收猝发信号S14被输入到载波频率校正电路30，使用多个推定载波频率S21通过复数乘法或相位旋转进行载波频率校正，输出载波频率校正后的多个接收猝发信号S30。载波频率校正后的多个接收猝发信号S30被输入到第二波形整形滤波器31，除去邻接码元间干扰并输出波形整形了的码元单位的接收猝发信号S31。

第二波形整形后的接收猝发信号S31被输入到传播路径推定电路32，使用多个接收猝发信号S31的一部分或全部信号推定传播路径失真，输出传播路径失真信息信号S32。载波频率校正后的多个接收猝发信号S31被输入到同步检波电路33中，使用传播路径失真信息信号S32分别以码元单位进行传播路径失真校正，输出正交同步检波后的接收猝发信号S33。

正交同步检波后的多个接收猝发信号S33被输入到极大似然判定选择电路34，使用不同的推定载波频率，从被正交同步检波了的多个接收猝发信号中，使用信号点位置等特征进行最适合猝发的极大似然判定选择，输出该最适合接收猝发信号S34。被极大似然判定选择的正交同步检波后的接收猝发信号S34被输入到解调电路20，提取、解调所希望的接收猝发数据信号。

如图4所示的本发明的第四实施方式，与图2所示的本发明的无线接收装置的第二实施方式相比较大部分是共同的。但是，在图2的第二实施方式中，相对于对通过波形整形滤波器15后的接收猝发信号S15在载波频率校正电路22进行载波频率校正，在图4的本发明的第四实施方式中不同之处在于：对通过第一波形整形滤波器15之前的接收猝发信号S14在载波频率校正电路30进行载波频率校正，之后使其通过第二波形整形滤波器31。

波形整形滤波器15是影响希望码元信号提取的频带限制通过滤波器。在发送接收器间的载波频率偏移与该频带限制通过滤波器的通过频带相比较不可忽视的情况下，即在载波频率推定电路16推定的载波频率偏移Δf大的情况下，波形整形滤波器15后的希望信号功率通过频带限制而被削减。另一方面，在图4的第四实施方式中，对通过第一波形整形滤波器15前的信号S14进行载波频率校正，在频率校正后使其通过第二波形整形滤波器31，通过这样的结构，即使在接收发送器之间的载波频率偏移大的情况下，也可以避免接收猝发信号的希望信号功率的削减。

再有，图4的载波频率校正电路30、波形整形滤波器31、传播路径推定电路32、同步检波电路33以及极大似然判定选择电路34分别与图2的载波频率校正电路22、波形整形滤波器15、传播路径推定电路23、同步检波电路24以及极大似然判定选择电路25具有相同的结构。

下面，图7表示本发明的无线接收装置的第五实施方式。与图4的对应部分标以相同的附图标记。其与图4所示的第四实施方式进行完全等效的处理，但是将载波频率校正、传播路径推定和同步检波的并列处理个别地写下。实际电路的结构上，是如图4所示的第四实施方式那样反复使用相同的电路，还是如图7所示的第五实施方式那样的并列配置的电路均可。

再有，图7的载波频率校正电路30a、30b、30c、...对应于图4的载波频率校正电路30，图7的波形整形滤波器31a、31b、31c、...对应于图4的波形整形滤波器31，图7的传播路径推定电路32a、32b、32c、...对应于图4的传播路径推定电路32，而且图7的同步检波电路33a、33b、33c、...对应于图4的同步检波电路33。此外，图7的推定载波频率S21a、S21b、S21c、...、S21x、载波频率校正后的多个接收猝发信号S30a、S30b、S30c、...、接收猝发信号S31a、S31b、S31c...、传播路径失真信息信号S32a、S32b、S32c、...、以及接收猝发信号S33a、S33b、S33c、...、S33x分别对应于图4的推定载波频率S21、接收猝发信号S30、接收猝发信号S31、传播路径失真信息信号S32以及接收猝发信号S33。

如上所述，通过使用本发明的无线接收装置，可以进行高精度载波频率推定和校正。即，即使在无线猝发的长度较短，载波信号噪声功率比小的区域中，也能够实现良好的无线传输差错率特性。

此外，根据本发明，在接收以等间隔(一定间隔)配置导频信号的无线猝发信号来进行载波频率推定的情况下，能够抑制频率滑差现象导致的载波频率的错误检测概率，提高载波频率推定的精度。通过提高载波频率推定的精度，即使在CNR低的环境中也能够抑制无线传输的误码率的恶化，能够扩大无线传输距离。此外，即使在使用短猝发的情况下，也不会使无线传输的误码率恶化，可以实现良好的特性。

下面，参照图8对本发明的第六实施方式进行说明。与图1、图2、图4、图6、图7以及后述的图9、图10的对应部分标以相同的附图标记。在图8所示的第六实施方式中，与图4所示的第四实施方式相比较不同之处在于极大似然判定选择电路的位置。

在图8中，从接收信号S10的输入到波形整形后的接收猝发信号S31的输出部分，与图4所示的第四实施方式是完全共同的。

第二波形整形后的接收猝发信号S31被输入到极大似然判定选择电路40，对多个载波频率校正后的信号进行信号的极大似然判定选择，选择输出一个频率校正后的接收猝发信号S40。在被缩小到一个的被频率校正后的接收猝发信号S40被输入到传播路径推定电路41，使用接收猝发信号S40的一部分或全部信号推定传播路径失真，输出传播路径失真信息信号S41。频率校正后的接收猝发信号S40被输入到同步检波电路42，使用传播路径失真信息信号S41分别以码元为单位进行传播路径失真校正，输出正交同步校正后的接收猝发信号S42。正交同步检波后的单一接收猝发信号S42被输入到解调电路43，提取、解调所希望的接收猝发数据信号。

如图8所示的本发明的第六实施方式与图4所示的第四实施方式相比较大部分是共同的。但是相对于图4所示的第四实施方式中对多个频率校正后的接收猝发信号S31进行传播路径推定和正交同步检波后进行极大似然判定选择，不同之处在于图8所示的第六实施方式中，使用多个频率校正后接收猝发信号S31进行极大似然判定选择，选择出适合的接收猝发信号后进行传播路径推定和正交同步检波。

这里，参照图11对于使用极大似然判定选择电路40的信号点位置的极大似然推定法进行说明。在这里，例举调制方式为QPSK的情况。在使用不适合的推定载波频率进行频率校正的情况下，如图11左侧所示那样，四倍增后的信号点相位不锁定，信号点配置变为随机的。另一方面，使用合适的推定载波频率进行频率校正的情况下，如图11右侧所示，四增倍后的信号点相位锁定，分布在某信号点位置的周围。即，计算四增倍后的信号点位置的方差，选择其方差最小的载波频率候补即可。但是，其也不限于在正交坐标系中的方差，在极坐标系中相位成分的方差或使用替代方差的指标也可。

如图8所示的本发明的第六实施方式由于使用同步检波前的接收猝发信号信息进行极大似然判定选择，所以与图4所示第四实施方式相比有传输特性恶化的担心。另一方面，因为没有必要对多个接收猝发实施传播路径推定和正交同步检波，所以可以减小电路规模。即，在猝发内传播路径变动视为不那么大的情况下，可以说对装置的简化是有效的。此外，即使在猝发较长或能够确保充分CNR的环境下，由于同样地将传播路径补偿的影响视为较小，所以第六实施方式对装置的简化有效。

下面参照图9，对本发明的第七实施方式进行说明。与图1、图2、图4、图6、图7、图8以及后述的图10的对应部分标以相同的附图标记。在图9所示的第七实施方式中，与图4所示的第四实施方式相比较区别在于不是进行极大似然判定选择而是进行使用错误检测的判定选择。

在图9中，从接收信号S10的输入到正交同步检波后的多个接收猝发信号S33的输出的部分与图4所示的第四实施方式是完全共同的。

正交同步检波后的多个接收猝发信号S33被分别输入到解调电路44，作为多个接收猝发数据信号S44进行解调。多个解调后接收猝发数据信号S44被输入到错误检测选择判定电路45，选择、提取没有检测到错误的所希望的接收猝发数据信号S45。在，在图9中表示载波频率校正电路30、传播路径推定电路32、同步检波电路33的结构分别都为一个的情况，但它们的结构也可以如图6或图7(图6、图7中附图标记不同)所示的并列的结构。

如图9所示的本发明的第七实施方式与图4所示的第四实施方式相比较大部分是共同的。但是，相对于图4所示的第四实施方式中，仅对极大似然判定选择后所选择的接收猝发信号进行解调处理，其区别在于：在图9所示的第七实施方式中对全部的接收猝发信号S33进行解调处理，对多个接收猝发数据信号S44进行错误检测以选择所希望的接收猝发数据信号。再有，作为使用接收数据的错误检测方式可以举出CRC(Cyclic RedundancyCheck：循环冗余校验)等代表例子。

这里，参照图12对本发明的第七实施方式的传输特性的特征进行定性说明。与图4所示的第四实施方式的传输特性相比较，图9所示的第七实施方式在低CNR区域的传输特性优越。但其前提是对数据传输应用错误修正码。通过对多个接收猝发暂时全部实施解调和错误修正码，提高错误检测的精度。因此，与不通过错误修正的第四实施方式相比较，提高了在低CNR区域内的传输特性。进而，在图12以数据包差错率＝Pe_f表示基数(floor)特性。这是因为，由于从在不适合的载波频率下频率校正了的接收猝发信号来的接收猝发数据信号成为随机位序列，所以尽管是错误猝发，但是错误有时不被检测到，尽管概率极低。但一般来说错误的误检测通过延长CRC位长等就可以抑制。或者，通过采用以下所示的第八实施方式，在高CNR区域内也可以抑制数据包差错率。

下面，参照图10对本发明的第八实施方式进行说明。与图1、图2、图4、图6、图7、图8和图9的对应部分标以相同的附图标记。图10所示的第八实施方式中与图9所示的第七实施方式相比区别点为进一步进行极大似然判定选择。

在图10中，从接收信号S10的输入到正交同步检波后的多个接收猝发数据信号S44的输出部分为止，与图9所示的第七实施方式是完全共同的。

多个解调后的接收猝发数据信号S44被输入到错误检测选择判定电路45，选择、提取没有被检测出错误的所希望的接收猝发信号S45。但是，由于不适合的载波频率校正，在尽管是错误猝发却没有被检测出的情况下，S45作为多个接收猝发数据信号输出。再有，在图10中表示载波频率校正电路30、传播路径推定电路32、同步检波电路33的结构分别为一个的情况，但它们的结构也可以如图6和图7(图6、图7中附图标记是不同的)所示那样并列地构成。

单一或多个接收猝发数据信号S45被输入到信号点位置极大似然判定选择电路46。在输入信号为单一的情况下，原样地作为选择后的接收猝发信号S46输出。在输入信号为多个的情况下，进行与本发明的第四实施方式的极大似然判定选择电路34相同的处理，选择、输出适合的接收猝发数据信号S46。

这里，参照图12对本发明的第八实施方式的传输特性的特征进行定性说明。与本发明中的第四实施方式和第七实施方式的传输特性相比较，可知第八实施方式无论在低CNR区域还是高CNR区域内都能获得优越的传输特性。错误检测中的错误检测率可以通过延长错误检测位的长度等来抑制，由于错误检测位是成为数据传输上系统开销(overhead)的冗余数据，所以是在短数据包通信中吞吐量(throughput)恶化的主要原因。通过采用图10所示的第八实施方式，就能够一边抑制错误检测位长度一边提高传输特性。

此外，本发明的无线接收装置中的载波频率推定，特别是在使用无线猝发内以等间隔分散配置的导频信号的情况下，在前后的导频之间使用自相关和进行频率推定的结构时，具有能够等效扩大频率捕捉范围的特征。

再有，本发明的实施方式并不限定在上述情况，例如，可以将各个实施方式中的各个模块与其他的模块综合构成，或者是进一步将其分割而构成。此外，在上述实施方式中，对多个载波频率校正后的信号，使用以时分方式进行其后的处理的装置结构或并列进行的装置结构，但时分传播路径推定和同步检波的任意一个，并列地构成它们中任意一个也是可以的。但是，在此情况下，对各个处理进行加权等对多个信号进行处理，或者适当地增加暂时保持各信号的存储装置等。

实施例1

参照图13～图15对使用图1和图2表示本发明第一和第二实施方式的情况的实施例进行说明。这里，对图1的无线接收装置和图2的无线接收装置，针对残留载波频率推定误差的累积概率分布以及数据包差错率特性，使用计算机模拟进行比较。本实施例中的参数比较条件如图13所示。图1的无线接收装置中使用单一推定载波频率，而图2的结构中使用考虑了频率滑差影响的三个推定载波频率。假定调制方式为QPSK、接收天线2根的分集结构、传播路径没有延迟波的瑞利衰减。猝发的长度为148码元、数据的长度为128码元(16byte(字节))，作为导频信号配置5个一信号4个码元的。

在图14表示本实施例中的残留载波频率推定误差的累积概率分布特性。其中，假定CNR＝12dB。图1的电路(第一实施方式)以及图2的电路(第二实施方式)一起以267Hz的间隔产生频率滑差。在图1的无线接收装置因为载波频率捕捉范围限制为±133Hz，所以捕捉特性恶化。其结果是载波频率的错误检测率变大。另一方面，图2的结构中，因为救济了±f_s/N_pd＝±1/T_p的频率滑差，因而与图1的无线接收装置相比较，载波频率捕捉范围等效地扩大到±400Hz，其结果是可知载波频率的错误检测率降低。

图15表示本实施例中的对载波噪声功率比的数据包差错率特性。在图2的成批累积解调电路中，与图1的无线接收装置相比，数据包差错率为1％的需要CNR提高约3.5dB。这样，通过抑制载波频率的错误检测率可以提高低CNR区域中的无线传输差错率特性。

下面，对于本发明的第九实施方式进行说明。

图16为表示根据本发明的无线发送装置的实施方式的构成例的框图。

接收数据位序列S300在码元生成电路301转换(调制)为PSk等信息码元。在导频生成电路302生成导频信号S302。发送码元序列S301在复用电路302复用为导频信号S302，生成发送猝发信号S303。发送猝发信号S303在D/A转换电路304进行D/A转换，作为发送猝发信号S304输出。

在图16所示的根据本发明的第九实施方式中，在无线发送装置中生成作为共同导频信号S302的载波再生、码元定时再生、帧同步和传播路径失真校正等必需的训练信息。通过复用电路303可以生成如图17(是表示在无线发送装置和无线接收装置使用的帧结构图的第一图)所示的结构的帧。由于不需要在帧内个别地具备载波再生、码元定时再生以及帧同步所必需的信息，因而特别是即使在短数据包的通信业务为支配的情况下，也可以提高传输效率。

图18是表示无线发送装置和无线接收装置所使用的帧结构图的第二图。图18更加详细地表示图17所示的帧。如该图所示，生成与载波频率再生、码元定时再生、帧同步、传播路径失真校正等多个猝发同步功能相对应的编码导频码元(pilot symbol)，发送到数据码元序列中的各个数据码元间。

下面，对于本发明的第十实施方式进行说明。

图19是表示根据本发明的无线发送装置的导频信号生成电路实施方式的构成例的框图。其中，图19与图16所示的无线发送装置实施方式的导频信号生成电路部分的构成例相当。在同步码序列生成电路601生成的同步码序列信号S601被输入到差分编码电路602进行差分编码。被差分编码了的同步码序列信号S602被输入到交织器603，生成导频信号S302。

图20为表示本发明的无线发送装置的导频生成例的图。

其中，例示了每个导频信号的码元数Np＝4、导频信号数Nq＝5的情况。导频图案矩阵U例如可以按如下求得。在同步码序列生成电路601，生成作为同步码序列信号S61的矩阵V。其中，M≥N_p，N≥N_q。矩阵V由

[式1]

获得。这里，作为生成的同步码v₁、V₂...、vM，可以使用伪随机噪声(PN：Pseudo Noise)码等。并且，通过使用码间正交性高的Walsh-Hadamard(沃尔什-哈德玛)码序列等，可以进行较高精度的帧检测。在M＝N_p，N＝N_q的情况下，将矩阵V作为输出矩阵V’，在M＞N_p或N＞N_q的情况下，将切割矩阵V所得到的矩阵V’作为同步码序列信号S61输出即可。即，矩阵V’由

[式2]

获得。矩阵V’在差分编码电路602被差分编码，作为差分编码后的同步码序列信号S62生成矩阵U。

[式3]

其中，矩阵U是对初始图案向量

[式4]

I＝(u_1，1u_2，1…u_Np，1)^T

将从同步码序列生成电路601输出的矩阵V’在列方向进行差分编码得到的。这里，通过向交织器63输入矩阵U，矩阵U的第m行第n列要素对应于第n导频的第m码元的导频图案，作为导频信号S63输出。此外，因为帧同步序列信号信息被差分编码并保持，所以U生成时的初始图案向量I可以选择任意的码元序列。导频信号虽然在无线接收装置中也被用于码元定时同步，但通过尽量使邻接码元间的码逆转的方式选择初始图案向量I，就能够提高码元定时同步特性。

下面，对本发明的第十一实施方式进行说明。

图21为表示根据本发明的无线接收装置的实施方式构成例的框图。

接收猝发信号S400通过A/D转换电路401被A/D转换。A/D转换后的接收猝发信号S401暂时基于接收装置的本机振荡器进行伪载波再生，通过准同步检波电路402被准同步检波。再有，在准同步检波电路402中进行模拟信号处理的情况下，在A/D转换电路401之前具备该准同步检波电路402。这里准同步检波电路402为采样接收信号并输出的电路。准同步检波后的接收猝发信号S402被暂时存储在接收信号存储电路403中，之后对应需要被读取并被信号处理。基于接收猝发信号S403在码元定时再生电路404确立码元定时。码元定时确立后的接收猝发信号S404被输入到帧检测电路405，输出导频信号信息S405以及帧位置信息S406。此外导频信号信息S405被输入到载波频率推定电路408，推定载波频率。进而帧位置信息S406被输入到帧同步电路407，确立帧位置。帧同步确立后的接收猝发信号S407在载波频率校正电路409使用推定载波频率S408进行载波频率校正。基于载波频率校正了的接收猝发信号S409，由传播路径推定电路500推定传播路径失真。被载波频率校正了的接收猝发信号S409使用传播路径失真信息S500，在同步检波电路501校正衰减等导致的传播路径失真。传播路径失真校正后的接收猝发信号S501在码元识别电路S502从信息码元转换(解调)为数据位序列，作为接收数据信号S502输出。再有，图21中的传播路径校正电路501是与图1的同步检波电路19同等的电路。由于概念上通常同步检波处理是与载波再生处理集合式进行的，因而严谨地说同步检波包含“载波频率校正”和“码元识别”的概念。因此，为了明确更特定的功能处理在本实施方式中表示为“传播路径校正电路”。并且图21中的码元识别电路502是与图1中解调电路同等的电路。此外，与图1相比较，在本实施方式中不具有波形整形滤波器(图1的附图标记15)，但由于本实施方式可以在任意位置应用波形整形滤波器，所以没有图示。

图21所示的根据本发明的无线接收装置的实施方式具备与图27所示的现有无线接收装置的实施方式同等的同步功能模块。但是，相对于图27所示的现有的无线接收装置分别需要个别的训练信号序列，在图16所示的本发明的无线接收装置中不同之处在于能够以共同的导频信号为对象来实现。而且实施各同步处理的顺序是不同的。

下面，对于本发明的第十二实施方式进行说明。

图22为表示根据本发明无线接收装置的帧检测/同步电路的实施方式的构成例的框图。

其中，图22相当于图21所示的无线接收装置实施方式的帧检测电路部分的构成例。码元定时确立后的接收猝发信号S404被输入到导频部提取电路701，仅仅提取导频部。而且，在导频信号生成电路702生成与实施方式10所示的导频信号相同的导频信号。在相关值算出电路703中，在所提取的导频信号S701和由导频信号生成电路702所生成的导频信号S702之间，一边错开帧位置一边计算相关值。这相当于在导频信号S701和导频信号S702之间算出互相关值，在不同的错开的帧位置间比较算出的互相关值的值，作为相关值为最大的帧位置信息S406输出。此外，由于所算出的相关值也是基于导频信号插入间隔的自相关值，所以将该自相关值和作为导频信号信息S405输出。

在如图22所示的实施方式的构成例中，在所提取的导频信号S701和由导频信号生成电路702生成的导频信号S702之间，进行使用相关峰值检测的帧同步。通过以(N_p+N_d)码元间隔进行复数共轭乘法，即自相关计算，能够抑制由于载波频率偏移导致的峰值降低。因为复数共轭乘法只是对差分信号的提取，所以对所计算的差分信号计算互相关值。其中，N_d为插入到导频间的单位数据长度。以下说明具体程序。

在时刻kT的接收信号为s(kT)。其中，T为码元时间，窄孔径(narrowaperture)窗的中央奈奎斯特(nyquist)点(索引(0))为时间原点。

<1>以接收信号的(N_p+N_d)[码元]间隔进行复数共轭乘法。差分信号s_dift(kT)以

[式5]

s_diff(kT)＝s(kT)^*×s({k+(N_p+N_d)}T)

获得。其中，*表示复数共轭。

<2>使用导频图案矩阵V’进行互相关算出。互相关值S_cross(kT)以

[式6]

$S_{\mathrm{cross}}\left(\mathrm{kT}\right)=\underset{m=1}{\overset{N_p}{\Sigma }}\underset{n=1}{\overset{N_q-2}{\Sigma }}\{s_{\mathrm{diff}}((k+(m-1))T+(n-1)(N_p+N_d)T)\times v_{\mathrm{mn}}\}$

获得。其中v_mn表示矩阵V’的m行n列的要素，即第n导频第m码元与第(n+1)导频第m码元之间的差分信号。

<3>在窄孔径窗内使||S_cross(kT)||为最大的k＝K_max，即

[式7]

$K_{\max }=\arg \underset{k}{\max }\left|\right|S_{\mathrm{cross}}\left(\mathrm{kT}\right)\left|\right|$

为检测出的帧的索引(index)，即帧位置信息S406。

图23为表示本发明无线接收装置的帧位置信息的算出例的图。

其中，是每个导频信号的码元数N_p＝4、窄孔径窗的宽度为3码元的情况。可解释为准备以提取差分信号s_diff((k+iL(N_p+N_d))T)为要素的中间相关向量s_mid(kT)、s_mid((k+1)T)、s_mid((k+2)T)、s_mid((k+3)T)(其中，k＝-1，0，+1)，分别计算与v₁’～v₄’的内积并取其和为S_cross(kT)。此时，各项的相互相关值如果定时一致则为最大，但因为在定时错位一个码元以上的情况下相关几乎为0(相关的对方为导频信号)或者为随机相关(相关的对方为数据)，所以相关||S_cross(kT)||为最大的索引k＝K_max成为所应求的帧定时。

下面，对本发明第十三实施方式进行说明。

根据在帧检测电路405中所检测出的互相关值峰值S405：S_cross(K_maxT)的相位成分，可以求得每一码元的相位旋转量的推定值S408：Δg。Δg以

[式8]

$\mathrm{\Delta g}=\frac{1}{(N_p+N_d)}\times {\tan }^{-1}\frac{\mathrm{Im}\left[S_{\mathrm{cross}}\left(K_{\max }T\right)\right]}{\mathrm{Re}\left[S_{\mathrm{cross}}\left(K_{\max }T\right)\right]}$

获得。使用检测的每一码元的载波相位旋转量Δg，对全部导频和全部有效载荷(payload)的接收信号(码元单位)进行接收频率校正。即，载波频率校正后的接收猝发信号S409：s_AFC(kT)对校正前的接收猝发信号S407：s(kT)，以

[式9]

s_AFC(kT)＝s(kT)×exp{-jΔg(k-K_max)}

获得。

实施例2

对在使用图16、图19、图21以及图22所示的本发明的无线发送装置以及无线接收装置的实施方式的情况下的实施例，参照图24和图25进行说明。这里，对于数据包差错率特性使用计算机模拟进行比较。在图24表示本实施例2中的参数比较条件。假定调制方式为QPSK、传播路径为1波瑞利衰减(Rayleigh fading)、数据长为16byte(128码元长度)的短数据包。再有，作为导频信号配置5个4码元长度的。此外，对于不实施接收分集的和实施两分支最大比合成接收分集的，对理想同步的情况，分别比较数据包差错率。

在图25表示对本实施例2中的载波噪声功率比的数据包差错率特性图。在本发明的实施例中，包含载波频率再生、码元定时再生、帧同步、传播路径失真校正的综合的特性恶化与各种同步为理想的情况的特性相比较，对数据包差错率成为10^-2的所需要CNR，能够抑制大约1dB的恶化。另一方面，通过使用本发明，实现86％这样的高帧利用率。

下面，对本发明的第十四实施方式进行说明。

图29为表示本发明无线接收装置中的传播路径推定电路的构成例的图。

其中，图29相当于图21所示的无线接收装置中的传播路径推定电路的构成例。

在该传播路径推定电路中，载波频率校正后的接收猝发信号S409被输入到导频部提取电路801，仅仅提取接收猝发信号中的导频部分。此外在导频信号生成电路802生成与上述第十实施方式所示的导频信号相同的导频信号S802。接着在导频部传播路径推定电路803使用从接收猝发信号S409提取的导频信号S801和在导频信号生成电路802生成的导频信号S802，输出每个导频位置的传播路径失真信息S803。然后在数据部传播路径插补推定电路804使用每个导频位置的传播路径失真信息S803，插补推定数据信号部的传播路径失真，作为接收猝发整体的传播路径失真信息S500输出。

在图29所示的传播路径推定电路500的构成例中，在导频部传播路径推定电路803推定在各个导频位置的传播路径。由于从接收猝发所提取的导频信号S801为了进行帧同步而被编码，所以，通过使用预先已知的导频信号S802去除编码信息，能够仅仅提取振幅和相位的变动，即仅仅提取传播路径失真信息。进而，由于导频信号是由多个码元构成的，所以通过平均从各个导频码元所得到传播路径信息，可以降低噪声导致的传播路径推定误差。因此，即使在低CNR区域也可以进行良好的传播路径推定，能够在各个导频位置高精度地输出传播路径推定信息S803。再有，当接收导频信号S801的第n导频第m码元为s_n(mT)、生成导频信号S802的第n导频第m码元为U_m，n时，第n导频位置上的传播路径推定信息S803以

[式10]

$h_{\mathrm{est}}\left(P_n\right)=\frac{1}{N_p}\underset{m=1}{\overset{N_p}{\Sigma }}{u}_{m,n}^{*}\times s_n\left(\mathrm{mT}\right)(1\le n\le N_q)$

获得。再有，U_m，n为

[式11]

获得。

这里，在接收猝发内的传播路径失真为由衰减影响导致的连续振幅相位变动。因此，接着数据部传播路径插补推定电路804使用周期性插入的各个导频位置处的传播路径推定信息S803，插补推定数据部分的传播路径失真，作为传播路径失真信息S804输出。传播路径失真的插补方法可以利用的任意的内插方式。例如，可举出：在信号点平面上根据数据部两端的导频的传播路径失真信息进行线性插补的方法、使用数据部附近的多个导频进行单纯平均的方法、使用数据部附近的多个导频进行样条插补(splineinterpolate)的方法、和使用全部的导频进行奈奎斯特内插插补的方法等。

实施例3

图30是表示本发明实施例3中的传播路径线性插补推定方法例的图。

图31是表示本发明实施例3中的传播路径平均插补推定方法例的第一图。

图32是表示本发明实施例3中的传播路径平均插补推定方法例的第二图。

图33是表示本发明实施例3中的参数比较条件的图。

图34是表示本发明实施例3中的特性的图。

下面，对于在使用图16、图19、图21、图22以及图29所示的本发明无线发送装置和无线接收装置的实施方式的情况的实施例，使用图30、图31、图32、图33和图34进行说明。这里，对不同的传播路径的插补方式的数据包差错率特性(Packet Error Rate：PER)，使用计算机模拟进行比较。

在本实施例3中作为比较对象的插补方式，首先如图30所示，使用数据部两端的导频位置的传播路径失真信息，将数据部的传播路径失真线性插补到每个码元。由此，与样条插补方法或奈奎斯特内插插补的方法等相比，有运算单纯且电路规模小、容易安装的特点。

此外对成为数据部最附近的多个导频位置中的传播路径失真信息进行单纯平均并作为数据部传播路径失真进行插补的方法如图32、图32所示，与所述的线性插补方法相比较，具备不是对每个码元而是对每个多码元模块施加为传播路径失真信息的特点。因此，因为能够进一步单纯化运算，所以有电路规模变小、安装容易的特点。

本实施例3中的参数条件如图33所示，假定调制方式为QPSK、传播路径为1波瑞利衰减、数据长为16byte(128码元长度)的短数据包。再有，作为导频信号被配置5个4码元长度的。此外，为了比较也对传播路径推定是理想的情况进行评价，分别比较数据包差错率。

此外，对本实施例3中载波噪声功率比的数据包差错率特性如图34所示，在使用线性插补和附近两个导频平均的情况下，与传播路径推定为理想的情况的特性相比，均能成为PER＝10^-2所需的CNR并抑制为约1.5dB左右。根据导频码元方式的理论值的恶化为约2dB左右，但通过“Sampei，S.and Sunaga，T.，“Rayleigh fading compensation for QAM in landmobile radio communications，”Trans.IEEE Veh.Technol.Vol.42，No.2，pp.137-47，May 1993.”的文献等可知，本发明的方法非常耐实用。

而且如图34所示，在使用3个附近导频平均的情况下，比使用2个附近导频平均所需CNR特性要进一步恶化约1.5dB左右。这是因为导频平均区间变长而使得传播路径追踪精度恶化。但由于对插补使用更多的导频信号而使得对噪声抗性提高，所以通过变更设想的衰减模型或并用分集技术，从而是在应用的CNR区域变低的情况下效果较好、实用性较高的方法。而且，在多普勒变动较小环境中其也是实用性较高的方法。

实施例4

图35是表示本发明实施例4中参数条件的图。

图36是表示本发明实施例4中特性的第一图的图。

图37是表示本发明实施例4中特性的第二图的图。

图38是表示本发明实施例4中特性的第三图的图。

图39是表示本发明实施例4中特性的第四图的图。

图40是表示本发明实施例4中特性的第五图的图。

图41是表示本发明实施例4中特性的第六图的图。

下面，对于在使用图16、图19、图21、图22以及图29所示本发明无线发送装置和无线接收装置的实施方式的情况下的实施例，使用图35、图36、图37、图38、图39、图40以及图41进行说明。这里，对于作为帧错误检测率特性、载波频率同步特性以及作为综合特性的数据包差错率(Packet Error Rate：PER)特性使用计算机模拟进行比较。

本实施例4中的参数比较条件如图35所示，假定调制方式为QPSK、传播路径为白色热噪声(AWGN)或1波瑞利衰减、数据长度为16byte(128码元长度)的短数据包。并且，作为导频信号配置5个4码元长度的。此外，为了进行比较，除了本发明的实施例，各种同步为理想的情况以及使用前同步信号的逐次解调方式的各自同步特性合在一起进行比较评价。

如图36和图37表示本实施例中的对载波噪声功率比的帧错误检测率特性，对孔径窗宽度Wap为3、5、7和9的情况进行比较。而且，在图36表示传播路径仅考虑白色热噪声的情况。在窄孔径窗宽度Wap＝3的情况下，使帧错误检测率为10^-2所需的CNR为2.5dB。如后述图40所示，因为在同步理想的情况下PER＝10^-2所需要的CNR为3.0，所以在该情况下可以说帧错误检测几乎没有给数据包传输特性带来影响。当然，即使在Wap＞3的情况下，虽然对作为综合特性的数据包差错率特性残留些许影响，但也能够得到充分实用的帧同步特性。这样，通过使用本发明可以期待获得高精度的帧同步。

而且在图37表示将传播路径假定为1波瑞利衰减的情况，而如后述的图41所示，相对于同步理想的情况下的PER＝10^-2所需要CNR为19dB，帧错误检测率为10^-2所需要CNR在Wap＝3时约为15dB、即使Wap＝5～9时也约为17dB，可知任何一种情况都具备2dB以上的充分裕度。即，可以说实施本发明所得到的帧同步特性，对作为综合特性的数据包差错率特性的恶化几乎没有影响。

此外在图38和图39中表示了本实施例中的载波频率同步特性。这里，这些图中横轴为收发装置间的载波频率偏移，纵轴为数据包差错率。其中，载波频率偏移值以调制速度fs进行标准化(normalizing)。此外，表示了对不同的CNR值的载波频率同步特性。而且在图38表示作为传播路径仅考虑白热噪声的情况，此外在图39表示作为传播路径假定1波瑞利衰减的情况。可知在任一种情况下，均具备0.02～0.024fs程度的捕捉范围，可以在捕捉范围内实现非常平坦且良好的特性。这样，使用本发明所实现的载波频率同步特性，无论何种传播路径模型都能够实现能获取平衡的良好载波频率同步特性。

此外在图40和图41表示本实施例中本发明的结构和逐次解调方式的数据包差错率特性的比较。其中，在逐次解调方式中使得前同步信号长度Npr变化为16、32、64码元。在图40表示传播路径仅考虑白热噪声的情况，从该图可知在使用前同步信号的逐次解调方式中，Npr≥32时的特性饱和。此时，在不使用前同步信号的本发明的结构中PER＝10^-2的所需CNR恶化仅为0.2dB。另一方面，如图35所示，帧利用率从60～71％大幅度提高到86％。图41表示假设传播路径为1波瑞利衰减的情况，根据该图，在使用前同步信号的逐次解调方式中，随前同步信号长度变长，数据包差错率特性渐渐地提高。但是在使用不使用前同步信号的本发明结构的情况下，可知数据包差错率为10^-2的所需CNR进一步提高了0.5～3dB左右特性。同时也如图35所示，使用前同步信号的逐次解调方式的60～78％的帧利用率，在本发明结构将提高到86％。即，通过实施本发明可以同时提高数据包差错率特性和帧利用率。

实施例5

图42是表示在使用分集技术情况下的无线接收装置的框图。

无线接收装置具备多个天线，在通过分集技术接收信号的情况下，具备如图42所示用于将分别从多个天线接收的信号合成的分集合成电路503。图42中表示了在图21所示的无线接收装置的传播路径校正电路501和码元识别电路502之间具备分集合成电路的情况的例子。

下面，使用图42对于在无线接收装置上使用分集技术的情况下的实验结果进行说明。

在实验中使用图42所示的无线接收装置，无线发送装置和无线接收装置间通过衰减模拟器连接。再有无线接收装置为了验证空间分集特性，是能够进行最大三分支的最大比合成分集接收的结构。

图43是表示实验中装置条件和测定条件的图。

调制方式(Modulation method：调制方法)为π/4-QPSK、无线频率(Carrier frequency band：载波频带)为280MHz、传播路径(Propagationchannel：传播信道)为独立无相关的1波瑞利衰减(1-Path Rayleigh fading：1-路径瑞利衰减)。而且，数据长度(Data packet length：数据包长度)为16字节的短数据包。

图44是表示实验结果中数据包错误特性的图。

在该图中为了进行比较，计算机模拟结果也一并表示。接收分支数在任一种情况下，由于实验值与模拟值的差分大概在1dB(分贝)以内，所以可以知道根据图42的结构的实现性较高。此外，能够通过实验确认PER＝10^-2的所用CNR(Carrrier-to-Noise power ratio：载波噪声功率比)，与单个接收相比较在两分支接收的情况下可得到约为7dB、在三分支接收的情况下可得到约为11dB的分集增益，可知在与分集技术组合的情况下本发明的有效性和实用性也很高。