用于多相切换电源供应器中的滑动模式控制的装置及方法

摘要

本发明提供一种分享电流的多相滑动模式切换电源供应器(24)及其操作的方法。一双极电源(22)会被耦合至每个相(28)的开关(30)，每个开关(30)则会被耦合至一电感(32)，而且会有一电容(36)被耦合至该电感(32)并且跨越耦合一负载(26)。一滑动表面产生器(78)产生一滑动表面(σ)。一电流平衡控制器(80)计算出一参考电流作为流经这些电感(32)之电感电流(IL)的摘要统计值(IX)，算出每个相(28)的误差电流(IE)做为该摘要统计值(IX)与该电感电流(IL)之间的差值，并且调整每个相(28)的滑动表面(σ)以使所有的电感电流(IL)实质等于该摘要统计值(IX)。一切换电路(138)则会响应该滑动表面(σ)以切换这些开关(30)。

说明书

【相关发明】

本发明于35U.S.C.119(e)的规范下主张2004年7月15日申请的美国临时专利申请案序号第60/588,098号的权利，该案名称为「Switching Power Supply with Sliding-ModeControl」，本文以引用的方式将其并入。

本发明与下面的美国专利申请案有关，每项申请案均和本申请案于同一天提出并且受让予本申请案的受让人，而本文亦以引用的方式将其并入：Zaki Moussaoui所提出的”Apparatus andMethod for Fixed-Frequency Control in a Switching PowerSupply”，”Apparatus and Method for State-VariableSynthesis in a Switching Power Supply”，以及ZakiMoussaoui以及Thomas Victorin所提出的”Apparatus andMethod for Transient Control in a Multiphase SwitchingPower Supply”。

【技术领域】

本发明涉及切换电源供应器的领域。更明确地说，本发明涉及多相切换电源供应器的领域，其运用到一综合反馈信号与滑动模式控制。

【现有技术】

现代的电子仪器经常需要用到低电压至中电压的低涟波高电流电源。常规的切换电源供应器均能符合该些要求。此外，相较于传统的模拟元件，切换电源供应器通常比较有效、重量比较轻、而且价格比较低廉，该些均为现代世界中的优点。

图1所示的是一多相系统10的简化概略图，其运用到一常规的降压转换器型切换电源供应器11。电源供应器11合并N个双掷开关12，其中N为大于一的整数。这些N个开关12中每一个均会耦合至N个电感13中对应本身的其中一个，并且会于开关12每次发生触变(toggle)时交替地将其电感13的第一节点连接至输入直流电源14或是接地(共同接地)。电容15与负载16被平行耦合于所有N个电感13的第二节点与接地之间。

每个开关12通常会被设计成一对MOSFET或是运作方式和双掷开关12相同的其它主动元件，而且会于任一抛掷动作中产生一种连接。不过，为方便起见，本讨论假设当某个特定开关12将其电感13连接至电源14时，该开关为「开启(on)」；当将其电感13连接至接地时，该开关则为「关闭(off)」。

当某个特定开关12为开启时，电流会流入其电感13。电感13中所含的能量则会提高。电流会从电感13流入电容15与负载16。电容15中所含的能量亦会提高。负载16所接收的能量主要来自电感13。

当某个特定开关12为关闭时，电流会从其电感13流至接地。电感13中所含的能量则会降低。电流会从电容15流入负载16。负载16所接收的能量主要来自电容15。

监控电路17会监控多个状态变量(例如跨越电容15的电压以及流经每个电感13的电流)以决定于何时触变每个开关12。控制电路18会响应监控电路17所监控的这些状态变量来控制这些N个开关12的切换。

多相电源供应器11具有N个相19，其中每个开关12均会影响这些N个相19中其中一个。这些N个相19中每一个会相互交错。每个开关12所消耗的功率与该开关12的工作周期会形成函数关系。就N个交错相19来说，某个特定开关12的工作周期通常会保持在不超过1/N。换言之，对使用相同组件的开关12来说，相较于单项系统的电流，对称的多相系统10通常会提供约N倍的电流。

所以，概念上，具有大量相19的多相系统10相当有利。不过，这种系统10的问题在于，当相19的数量增加时，控制电路18的复杂度便必须提高方可控制且保持多个相19的时序。复杂度提高则会造成可靠度下降以及成本提高。

其中一项问题是，理想上，这些N个相19中每一个均应该提供约略相同的电流。然而，使用具有标准公差的组件却可能会于各相19间的电流中造成极大的差异，并且可能会导致其中一个开关12承载过量的电流。如此便使得必须要有一标准的控制电路18来管理这些个别相电流、总成电流、以及相时序。

惯例上，会使用一线性控制器作为控制电路18。这是一种复杂电路其需要用到来自至少N+1个状态变量的输入。此外，一线性控制器的参数必须确实地匹配电感13、电容15、以及负载16等参数。因此，即使每当电感13、电容15、及/或负载16中发生些微变化，该控制器本身亦必须改变。结果，当设计成线性控制器时，一开始和控制电路18相关的成本便非常地高，令人无法接受，接着，还会因为控制电路18无法适应电感13、电容15、及/或负载16的变化而导致恶化。

控制电路18亦可被设计成迟滞控制器(hystereticcontroller)。不过，迟滞控制器的惯用设计方式并不适用于多相系统10。即使是在单相系统中，迟滞控制器特性上依然表现出不良的效能。造成不良效能至少部分是因为跨越电容15的电压以及流经电感13的电流之间的固有延迟(inherent lag)所造成的。此外，开关12的切换频率会相依于负载16。也就是，该切换频率将会随着负载16的改变而改变。

系统10的控制电路18还可设计成滑动模式控制器，其亦可被视为一种二阶迟滞控制器的形式。滑动模式控制器的惯用设计方式同样被认为并不适用于多相系统10，不过，在单相系统中，效能改良上则优于迟滞控制器。不过，利用惯用的滑动模式控制器，切换频率仍然相依于负载16。

再者，径行缩放迟滞控制器或是滑动模式控制器用以于多相系统10来管理电感13的相电流、总成电流、以及开关12的相时序于复杂度方面的改良并未明显优于线性控制器，而且并不会解决可靠度与成本方面的问题。

惯用电源供应器11中所使用的惯用迟滞与滑动模式控制电路18的切换频率与负载16成函数关系。此意味着，负载16改变时，切换频率也会随之改变。因为跨越电容15(同样为跨越负载16)的涟波频率直接相关于切换频率，所以，负载16发生改变便会造成涟波频率的改变。出现在负载16处的涟波频率可能会对作为负载16的任何电子元件造成谐波及/或互调干扰。假使涟波频率保持恒定，那么便可选择该涟波频率使其出现在负载16比较不敏感的频谱区域中。或者，可于负载16内使用比较简单的滤波方式来抑制涟波频率的效应。假使允许涟波频率发生变化的话，则很难忽略或是抑制该些效应。

使用迟滞或是滑动模式控制电路18的惯用多相切换电源供应器的另一项问题是，于特定的条件下，负载16的骤移(suddenshift)可能会造成某个特定开关12进入锁定状态，也就是，停留一段超长的时间。于这种环境下，开关12会有超出其公差以及发生故障之虞。明确地说，电流流过开关12的时间过长可能会导致开关12超出其功率额定值，并且可能会因而导致该开关12发生灾难性故障。

所以，需要一种切换电源供应器，其具有一种简单、可靠、而且价格低廉的控制电路。该切换电源供应器仅需要最少量的状态变量，可让流经所有电感的电流保持实质相等，而且实质上独立于其组件的公差，不会受到负载变化的影响，可忍受开关锁定状态，而且适用于多相系统中。

【发明内容】

因此，本发明的其一优点是提供一种用于在多相切换电源供应器中的滑动模式控制的装置及方法。

本发明的另一项优点是提供一种多相切换电源供应器，其具有简单、可靠、而且价格低廉的控制电路。

本发明的另一项优点是提供一种多相切换电源供应器，不论相数为何，其需要的状态变量不超过两个。

本发明的另一项优点是提供一种多相切换电源供应器，其实质上独立于组件公差。

本发明的另一项优点是提供一种多相切换电源供应器，其可实质均等地分享所有相中的电流。

本发明的上面与其它优点可利用下面的形式来实现，其作法为通过一种用于操作一具有N个相的多相切换电源供应器的方法来进行，其中N为大于一的整数。该方法包括：从该电源供应器中仅有的二个状态变量中产生一综合反馈信号；将该综合反馈信号转换成一串切换脉冲；响应该串切换脉冲来切换N个开关；以及利用这些N个开关中每一个来影响这些N相中其中一个。

本发明的上面与其它优点可利用另一种形式来实现，其作法运用到一种具有N个相的多相切换电源供应器，其中N为大于一的整数。该电源供应器包含N个开关，其被配置成被耦合至一双极电源；N个电感，其中这些N个电感中每一个均会被耦合至这些N个开关中其中一个；一电容，其会被耦合至这些N个电感中每一个并且会被配置成被跨越耦合于一负载之上；一监控电路，其会被耦合至这些N个电感中每一个且会被耦合至该电容并且会被配置成用以监控该电源供应器的某项参数；一反馈信号产生器，其会被耦合至该监控电路并且会被配置成用以响应该参数来产生一综合反馈信号；一脉宽调制(PWM)产生器，其会被耦合至该综合反馈信号产生器并且会被配置成用以将该反馈信号转换成一串切换脉冲；以及一相选择器，其会被耦合至这些N个开关，被耦合至该PWM产生器，并且会被配置成用以响应该串切换脉冲来切换这些N个开关，致使这些N个开关中每一个均会影响这些N个相中其中一个。

【附图说明】

为更完整了解本发明，现在将配合下面的附图来参考详细的说明与申请专利范围，其中于所有附图中，相同的元件符号代表雷同的项目，以及：

图1所示的是一运用现有技术切换电源供应器的多相系统的简化概略示意图；

图2所示的是一根据本发明较佳实施例的多相系统的简化概略示意图；

图3所示的是根据本发明较佳实施例的图2的电源供应器的监控电路的框图；

图4所示的是根据本发明较佳实施例的图2的电源供应器的控制电路的框图；

图5所示的是根据本发明较佳实施例的图4的控制电路的电感电流产生器的简化框图；

图6所示的是根据本发明较佳实施例的滑动表面及其可变窗的相图；

图7所示的是根据本发明较佳实施例的图4的控制电路的电流平衡控制器的简化框图；以及

图8所示的是根据本发明较佳实施例的图2的电源供应器的这些N个相所使用的N个开关中每一个的切换关系图。

【具体实施方式】

图2所示的是一含有被耦合至一切换电源供应器24的直流电源22的多相系统20的简化概略示意图，该切换电源供应器24则被耦合至负载26。下文讨论将参考图2。

系统20由电源22、电源供应器24、以及负载26所构成。电源22被配置成用于提供第一种形式的直流能量作为电源供应器24的输入能量。此输入能量由输入电流I_In处的输入电压V_In所组成。电源22可以是电池、交流至直流转换器、太阳能阵列、发电机、交流发电机、或是具有适当直流能量的任何其它电源。

负载26需要有源自电源供应器24的输出能量的第二种形式的直流能量。此输出能量由输出电流I_Out处的输出电压V_Out所组成。负载26可以是任何的电子元件，不过，其通常是一计算元件或是通信元件，举例来说，电脑、通信卫星、蜂窝式装置、或是类似的电子元件。

电源供应器24被耦合于电源22与负载26之间，并且被配置成用以将电源22所供应的第一种形式的直流能量转换成负载26所需要的第二种形式的直流能量。

负载26的参数通常可能会陡峭且大幅地变化。举例来说，负载26可能包含一部具有需要大量电流的处理器的电脑；以及许多附属元件(例如电动机及/或子处理器)，每个附属元件中任一个亦可能会需要大量电流，而且任一个或是两者均可被瞬间启动或取消以实行某项特定任务。这种变化可能会于输出电流I_Out中造成暂态，也就是，陡峭且大幅地移动。因为非常陡峭，所以，该些暂态会动态(即，在变化期间)且静态(即，在变化以后)地影响输出电流I_Out。从动态(交流)观点来看，负载26可能具有阻抗Z，其中某个瞬间处的输出电流I_Out的动态数值为：

I_Out＝V_Out/Z          (1)

从静态(直流)观点来看，阻抗Z含有电阻R，其中某个特定时间处的输出电流I_Out的静态数值为：

I_Out＝V_Out/R          (2)

本领域的熟练技术人员将会发现，因为通常几乎不可能于任何特定时点处预测负载26的能量需求，所以，一般都会将电源22与电源供应器24设计成符合某个输出能量需求的范围(该范围从预设最小值至预设最大值)，以便可涵盖负载26的需求。

在该较佳实施例中，电源供应器24是一种滑动模式切换电源供应器24(即，二阶迟滞切换电源供应器)，其被配置成用以从电源22处接收直流输入电压V_In并且供应直流输出电压V_Out给负载26。

电源供应器24被配置成用以将输入电压V_In分成N个相28，其中N为大于一的正整数。电源供应器24含有N个开关30，每个开关30均会影响N个相28中其中一个。这些N个开关30会以一对一的对应关系被耦合至N个电感32。每个开关30会交替地将其特殊电感32连接于电源22与一共同点或接地34之间。所有N个电感32均会耦合至电容36。负载26则会耦合至这些N个电感32并且跨越耦合电容36。

这些开关30通常会被设计成多对MOSFET或是运作方式和双掷开关30相同的其它主动元件，而且会于任一抛掷动作中产生连接。不过，为方便起见，本讨论假设当某个特定开关30将其电感32连接至电源22时，该开关为「开启(on)」；当将其电感32连接至接地34时，该开关则为「关闭(off)」。

图3所示的是根据本发明较佳实施例的监控电路38的框图。下文讨论将参考图2与图3。

图3所示的是根据本发明较佳实施例的监控电路38的框图。下文讨论将参考图2与图3。

在该较佳实施例中，监控电路38会被耦合至这些N个电感32中每一个并且会被耦合至电容36。最低限度为，监控电路38会监控电容电压Vc(即，跨越电容36的电压)。因为电容36直接被跨越耦合至负载26，所以电容电压Vc亦称为输出电压V_Out。

如同该较佳实施例中的，假使监控电路38仅监控输出电压V_Out的话，监控电路38便可仅被设计成一用于将电容36耦合至控制电路40的导体。不过，在替代的实施例中，监控电路38则可能包含多个感测元件(如图3中的虚线圆所示)，用以监控流经每个电感32的电感电流I_L1至I_LN、流经电容36的电容电流I_C、或是流经负载26的负载电流I_Out。

图4所示的是根据本发明较佳实施例配置而成的控制电路40的框图。下文讨论将参考图2、图3与图4。

控制电路40含有一第一状态变量产生器42、一第二状态变量产生器44，一反馈信号产生器46、一脉宽调制(PWM)产生器48、以及一相选择器50。下文将详细地讨论控制电路40的该些组件中的每一个。

控制电路40会导致电源供应器24提供负载26所需要的输出电压V_Out与输出电流I_Out。通过控制相选择器50的输出54的时序便可达成此目的，这些输出54会耦合至这些N个开关30。所以，控制电路40便会控制这些N个开关30的切换作业以产生这些N个相28。

在一较佳实施例中，控制电路40会从监控电路38处接收输出电压V_Out，其同样为电容电压Vc。输出电压V_Out会绕送至第一状态变量产生器42。

于第一状态变量产生器42中，减法电路56会以参考电压V_Ref减去输出电V_Out。减法电路56可被设计成一简单的差动放大器，不过，这并非是本发明的规定。

希望的是，参考电压V_Ref于正常运作期间是一常数值并且等于欲由电源供应器24产生的预期电压。参考电压V_Ref仅必须供应小额的电流，所以，利用本领域的熟练技术人员所熟知的各种技术便可轻易地产生预期精确度的参考电压V_Ref。

减法电路56的输出是参考电压V_Ref与输出电压V_Out之间的差值。所以，减法电路56的输出是一模拟误差电压V_E，其代表的是输出电压V_Out(实际的输出电压)与参考电压V_Ref(预期的输出电压)之间的差值。因此，在正常运作期间，偏离参考电压V_Ref的任何输出电压V_Out偏移量代表的便是大小为该偏移量之异于该预期电压的误差。

接着，模拟至数字(A/D)转换器58便会将模拟误差电压V_E转换成数字误差电压x₁：

x₁＝V_E＝V_Out-V_Ref          (3)

此数字误差电压x₁为电源供应器24的第一(电压)状态变量x₁。

本领域的熟练技术人员将会发现，在替代实施例中，可将来自监控电路38的其它信号绕送至第一状态变量产生器42，用于以未在本文中讨论的其它方式来进行处理。图4中的虚线60代表的便是该些实施例。此替代信号可对应于流经负载26的输出电流I_Out，对应于流经电容36的电容电流I_C，或是独立地对应于流经一个以上电感32的电感电流I_L1至I_LN。使用该些或其它的替代信号并未脱离本发明的精神。不过，在该较佳实施例中，均可从第一状态变量x₁中预测出集成与个别的电感电流，下文将作更详细的讨论。

在该较佳实施例中，A/D转换器58是一小型(4位元)、快速的(50MHz)转换器。此为一种简单且便宜的方式。本领域的熟练技术人员将会发现，亦可使用其它的A/D转换器而并未脱离本发明的精神。

在A/D转换器58后面，可利用数字硬件逻辑及/或微处理器电路来设计控制电路40的电路与功能，其设计方式与逻辑可随着应用不同而大幅不同，不过，数字电子技术领域的技术人员均可轻易地改造其设计方式与逻辑。

图5所示的是根据本发明较佳实施例的控制电路40的电感电流产生62的简化框图。下文讨论将参考图2、图4与图5。

在该较佳实施例中，推导自输出电压V_Out的第一状态变量x₁必须从电源供应器24的实际受监控参数中直接推导出来的仅有的状态变量。任何其它状态变量均可从第一状态变量x₁中通过计算而推导出来。

第一状态变量x₁是第一状态变量产生器42的输出并且会被绕送至第二状态变量产生器44与反馈信号产生器46。于第二状态变量产生器44内，第一状态变量x₁会被传送至一电感电流产生器62。于电感电流产生器62中，有一导数产生器63会通过提取第一状态变量x₁随着时间的导数计算出第二状态变量x₂作为误差率x₂(即，误差电压x₁的比率)：

x₂＝dx₁/dt＝dV_out/dt＝I_c/C       (4)

此计算等同于取出输出电V_Out随着时间的导数，并且实质上等于电容电流I_c除以电容36的数值C。

在该较佳实施例中，可从第一状态变量x₁中合成出所有N个相28的合成电感电流_L1、_L2、…、_LN。每个合成电感电流_LN、的计算方式如下：

$>>>I>L>>>(>s>)>>=>>>\beta >·ver>>C>^>>·>s>->>1>L>>+>>\beta >R>>>>(>s>+>\beta >)>>>·>>x>1>>>(>s>)>>+>>>V>In>>>L>·>>(>s>+>\beta >)>>>>·>U>>(>s>)>>->->->>(>5>)>>>s>$

其中s为实施拉普拉斯(Laplace)转换之后所获得的拉普拉斯变量；L为目前相28的电感32的数值；R为负载26之电阻分量的数值；U为切换旗标，当影响该目前相28的开关30开启时其值为1，当开关30关闭时其值为0；V_IN为输入电压；β为时间常数，该值的选择得快于反馈信号产生器46的时间常数。

在该较佳实施例中，公式(5)以图5中的电路来设计。在此电路中共有两个积分器及四个增益级。有一第二状态变量积分器64会于一反馈回路中来积分第二状态变x₂，也就是表现函数s^-1，然后经由N₁增益级66来传送结果，其中：

N₁＝-β                          (6)

有一第一状态变量积分器68会积分第一状态变量x₁，也就是表现函数s^-1，然后经由N₂增益级70来传送结果，其中：

N₂＝β/R-1/L       (7)

第一状态变量x₁会通过N₃增益级72，其中：

N₃＝β·C          (8)

最后，切换旗标U会通过N₄增益级74，其中：

N₄＝1/L            (9)

每个增益级66、70、72、以及74的输出会于加法电路76中相加，以便产生该相28的合成电感电流_LN。有一系列N个锁存器77(这些N个相28中每一个各使用其中一个锁存器)受控于来自相选择器50的信号(下文将作讨论)以便配合每个相28来锁存合成电感电流_LN，用以产生这些N个合成电感电流_L1至_LN。

于整个N个相28的循环中来锁存或保留这些N个合成电感电流_L1至_LN中每一个，那么合成电感电流_L1至_LN便可分别代表每个电感电流I_L1至I_LN。电感电流产生器62会推导出第一合成电感电流_L1用以代表于第一相28’期间流经第一电感32’的第一电感电流I_L1；推导出第二合成电感电流_L2用以代表于第二相28”期间流经第二电感32”的第二电感电流I_L2；依此类推还会推导出第N合成电感电流_LN用以代表于第N相28^N期间流经第N电感32^N的第N电感电流I_LN。

本领域的熟练技术人员将会发现，合成电感电流_L1至_LN并不需要等于它们所代表的电感电流I_L1至I_LN。重要且可由公式(5)及图5中的电路来实现的是，合成电感电流_L1至_LN每一个之间的比率必须等于相对应的电感电流I_L1至I_LN之间的比率。其意味着响应于合成电感电流_L1至_LN所采取的动作将会相应影响到电感电流I_L1至I_LN。同样地，假使监控电路38(图3)希望直接监控任何的电感电流I_L1至I_LN的话，那么使用合成电感电流_L1至_LN便可知道所有的电感电流I_L1至I_LN。

因为合成电感电流_L1至_LN中每一个均代表N个电感电流I_L1至I_LN中其中一个，所以下文的讨论将以合成或实际电感电流来代表电感电流I_L1至I_LN。

因为合成电感电流_L1至_LN中每一个均代表N个电感电流I_L1至I_LN中其中一个，所以下文的讨论将以合成或实际电感电流来代表电感电流I_L1至I_LN。

在一替代实施例中，电感电流产生器62可从A/D转换器中直接接收电感电流I_L1至I_LN中其中一个以上；或是可将输出电流I_out与目前的主动相28产生关联，用以解析出每一相28的电感电流I_L1至I_LN。

反馈信号产生器46会产生单一反馈信号σ。另外，反馈信号产生器46还会从电源供应器24仅有的两个状态变量(误差电压x₁与误差率x₂)中产生单一反馈信号σ。在该较佳的实施例中，单一反馈信号σ会控制所有N个相28。据此，单一反馈信号σ便是一综合反馈信号σ，因为其会影响多相电源供应器24的所有N个相28。

图6所示的根据本发明较佳实施例的滑动表面σ及其可变窗Δσ的相图。下文讨论将参考图2、图3、图4与图6。

在该较佳实施例中，控制电路40内的反馈信号产生器46是一滑动表面产生器78，其会产生综合反馈信号σ，该信号的形式为单一滑动表面σ。通过产生综合反馈信号σ作为单一滑动表面σ，那么不论相28的数量N为何，均可保持最小的反馈信号产生器46必要状态变量数量(即，两个：一个受监控、一个进行计算)。相当希望少量的状态变量，因为其可免除惯用多相电源供应器中因必须监控N+1个状态变量以控制N个相28而快速提高复杂度的情形。所以，使用少量的状态变量优于传统方法处在于可改良可靠度并且降低费用。

在下文讨论中，反馈信号产生器46与反馈信号σ分别称为滑动表面产生器78与滑动表面σ。下文将更详细讨论滑动表面产生器78。

图6图解出两个状态变量，水平轴上为误差电压x₁，垂直轴上为误差率x₂(即，合成电流)。就此而言，图6所示的是由其状态变量x₁与x₂来定义的电源供应器24的运作情形。水平轴上绘有两个螺旋，其中一个的中心为正值：

x₁＝V_out-V_Ref，x₂＝0，    (10)

另一个螺旋的中心则为负值：

x₁＝-V_Ref，x₂＝0，        (11)

正值螺旋图解的是如果开关30持续开启的话，状态变量x₁与x₂可遵循的示范轨道；负值螺旋图解的则是如果开关30持续关闭的话，状态变量x₁与x₂可遵循的示范轨道。当然，开关30并不会持续开启也不会持续关闭，而是以保持下面的状态变量值为目的进行开启与关闭：

x₁＝0，x₂＝0，             (12)

虽然可如本文讨论般地利用电流平衡控制器80与可变窗产生器82来调整滑动表面产生器78所产生的滑动表面σ，不过，滑动表面产生器78仍负有确认何时应该进行此切换动作的任务。

本领域的熟练技术人员均知悉滑动模式控制器。滑动表面产生器78便是一种经调适后适用于电源供应器24的滑动模式控制器。在该较佳实施例中，滑动表面产生器78会产生具有下面函数的单滑动表面σ：

σ＝α.x₁+x₂              (13)

其中α为常数。第一状态变量(误差电压)x₁是受监控的电压状态变量，而第二状态变量(误差率)x₂则是导数计算后(合成)的电流状态变量。

滑动模式控制器领域的技术人员均知悉建立此关系的目的。一般而言，误差电压x₁、误差率x₂(误差电压x₁随着时间的变化率)、甚至是误差电压x₁的时间加速度均可考虑用于定义滑动表面σ。当然，本领域的熟练技术人员将会发现，滑动表面σ是一理想化结果。实际上，在滑动表面σ上电源供应器24的状态将极少精确无误。更确切地说，开关30会受到控制，致使电源供应器24的往后运作(电流平衡控制器80与可变窗产生器82的运作除外)将会朝向滑动表面σ以及图5中所示之相图的原点。因此，通过控制开关30的开启与关闭，电源供应器24的运作将会倾向于沿着滑动表面σ「滑动」，经由其状态变量x₁与x₂即可证实。

在该较佳实施例中，常数α的范围如下：

0≤α≤1/τ    (14)

其中τ为时间常数：

τ＝R.C     (15)

其中C为电容36的数值，而R为负载26的阻值(也就是，负载阻抗Z的电阻分量)。

如前面配合公式(3)与(4)所讨论者，第一状态变量(误差电压)x₁代表输出电压V_Out与参考电压V_Ref之间的差值；而第二状态变量(误差率)x₂代表第一状态变量x₁的变化率且为其导数。

因为实际上仅要测量第一状态变量x₁，并且从第一状态变量x₁中即可模拟第二状态变量x₂，所以，仅需要单一滑动表面(综合反馈信号)σ即可控制相28的任何数量N。再者，因为实际上无须测量电流状态变量，所以并不需要任何损失性电流测量元件。如此一来，除了改良效率之外，还可进一步改良可靠度并且减低成本。

滑动表面产生器78会产生滑动表面σ，该滑动表面σ为概括描述电源供应器24的操作状态的信号。本领域的熟练技术人员将会发现，在其它的滑动模式控制器应用中，滑动表面σ亦可称为滑动或切换线、曲线、平面、或是超平面(hyperplane)。

PWM产生器48会被耦合至反馈信号产生器46。PWM产生器48会被配置成用以将单一滑动表面σ转换成由一串切换脉冲86所组成的PWM信号84。相选择器50(下文将作讨论)会将PWM信号84内不同的切换脉冲86绕送至不同的开关30。

图7所示的是根据本发明较佳实施例的电源供应器的电流平衡控制器80的框图。下文讨论将参考图2、图4与图7。

希望电感电流I_L1至I_LN实质相等。当电感电流I_L1至I_LN实质相等时，电源供应器24便能够供应落在某组特定开关30的容量内的最大电流，也就是不会过度加压于任何特定的开关30。如此便可最大化总可靠度。

在PWM产生器48内，电流平衡控制器80会调整滑动表面σ，并且针对每个相28将其变更为经调整的滑动表面σ’，致使这些N个电感电流I_L1至I_LN变为实质相等。也就是，电流平衡控制器80会对滑动表面σ提供多次调整。该些调整和开关30及电感32呈现出一对一的对应性，并且会调整PWM产生器48所产生的多个切换脉冲86的宽度，致使电感电流I_L1至I_LN实质相等。

电流平衡控制器80会从电感电流产生器62中接收电感电流I_L1至I_LN。在该较佳实施例中，电感电流产生器62会从第一状态变量(误差电压)x₁中产生合成电感电流_L1至_LN，其中每个合成电感电流_L1至_LN均对应到流入个别电感32之中的实际电感电流I_L1至I_LN。此并非为本发明的必要条件。在一替代实施例中，接收自电感电流产生器62的电感电流I_L1至I_LN亦可能是实际电感电流I_L1至I_NL，其并未脱离本发明的精神。

在电流平衡控制器80之中，摘要电路88会处理电感电流I_L1至I_LN，以便产生一对应于以所有电感电流I_L1至I_LN为特征的信号I_x。下文中信号Ix称为摘要统计值I_x。

在该较佳实施例中，求和电路88之中的累积加法器90与缩放器92两者用于产生摘要统计值I_x，作为电感电流I_L1至I_LN的算术平均值：

I_x＝(I_L1+I_L2+…+I_LN)/N      (16)

令摘要统计值I_x为电感电流I_L1至I_LN的算术平均值的效果令人满意，因为实行方式既简单且直接。不过，本领域的熟练技术人员将会发现令摘要统计值I_x为电感电流I_L1至I_LN的算术平均值并非本发明的必要条件，亦可使用摘要统计值I_x的其它实现方式，其并不会脱离本发明的精神。

摘要统计值I_x可充当参考电流。电流平衡控制器80可针对每个相28计算一误差电流I_E，当作摘要统计值I_x与个别电感电流I_L之间的差值：

I_E＝I_Ref-I_L                  (17)

这些N个电感电I_L1至I_LN会被传送至N个差值电路(differencing circuit)94与滤波器96。每个电感电流I_L1至I_LN会被其中一个差值电路94从摘要统计值I_x之中减去并且经由其中一个滤波器96进行过滤以便产生作为误差电流(即，摘要统计值I_x与每个电感电流I_L1至I_LN之间的差值)之N个信号I_E1至I_EN中其中一个。下文中，这些N个信号I_E1至I_EN称为N个误差电流I_E1至I_EN。

这些N个误差电流I_E1至I_EN会被传送至一多路复用98。多路复用器98会从相选择器50中接收一信号(下文将作讨论)，用以确认该目前主动相28。多路复用器98的输出为该目前主动相28的误差电流I_E。

误差电流I_E会行至加法电路100。对每个相28来说，误差电流I_E会于加法电路100中与滑动表面σ进行相加，用以产生经调整的滑动表面σ’，致使该相28的电感电流28更接近于摘要统计值I_x。

在这些N个相28的第M相中，其中M为1≤M≤N范围中的整数，第M个电感电流I_LM是该第M相28的相位电流并且仅适用于第M相28。更明确地说，在第M相28中，当电感电流I_LM已经不等于摘要统计值I_x时，便会于滑动表面σ中加入一误差电流I_EM(作为加法性偏移量)，用以产生经调整的滑动表面σ’。误差电流I_EM(即，该加法性偏移量)可能为正值或负值，而且希望正比于电感电流I_LM与摘要统计值I_x之间差值。该偏移量将使滑动表面σ略不同于其实际值，而该相28的电源供应器24的运作则会沿着该具有合宜较高或较低电感电流I_LM的经调整的滑动表面σ’移动。依此方式，电流平衡控制器80便可成功地响应误差电流I_E来调整滑动表面σ’，致使于每次反复中便可为所有的相28提供更为均等的电感电流I_L1至I_LN。

下文讨论将参考图2、图4与图6。

经调整的滑动表面σ’会被绕送至转换电路102，该转换电路102会被配置成用以将经调整的滑动表面σ’转换成PWM信号84，其中实质上PWM信号84系由切换频率f_s的一串切换脉冲86所构成。在该较佳实施例中，转换电路102被设计成恒定频率控制器104，该控制器可用于保持实质恒定的切换频率f_s。不过，本领域的熟练技术人员将会发现此并非为本发明的必要条件。亦可使用其它方法来设计转换电路102，例如本领域的熟练技术人员熟知的简易比较电路(图中未显示)，其并未脱离本发明的精神。

在恒定频率控制器104中，可变窗产生器82会产生可变窗Δσ作为滑动表面σ的宽度。切换频率f_s系可变窗Δσ宽度的函数。也就是，当可变窗Δσ缩窄，切换频率f_s便提高；反之亦然。所以，可变窗Δσ可用以控制切换频率f_s。

可变窗产生器82会被配置成用以将滑动表面σ和两个偏移量作比较。明确地说，可变窗产生器82会让滑动表面σ分叉。当检测到大于滑动表面σ的高临界值106的运作时，可变窗产生器82便会启动，促使开关30开启。此会影响到这些相28中其中一个。当检测到小于滑动表面σ的低临界值108的运作时，可变窗产生器82则会取消，促使目前主动的开关30关闭。本领域的熟练技术人员将会发现，可变窗产生器82的运作亦可使用其它方法，其并未脱离本发明的精神。

图5还绘出高临界值106与低临界值108两个限制值之间的示范振荡滑动信号110。滑动信号110描绘的是电源供应器24于沿着滑动表面σ滑动时的运作情形，其由其状态变量x₁与x₂来定义。振荡原因肇因于切换频率f_s的切换开关30。因此，滑动信号110的振荡频率会追踪切换频率f_s。

切换频率f_s会跨越电容36(同样为跨越负载26)产生涟波频率f_R。希望涟波频率f_R实质上是固定或恒定的，如此便可比较容易抑制充当负载26的电子元件内所产生的任何干扰及/或谐波效应。恒定的预设频率f_P(图中未显示)可充当理想或目标涟波频率f_R。也就是，笼统地说，电源供应器24(明确地说应该是恒定频率控制器104)可保持切换频率f_s，所以，涟波频率f_R实质上会等于恒定的预设频率f_P。

在转换电路102内，有一参考值产生器112会产生一固定的参考频率f_x，而且有一比较器114会将切换频率f_s与参考频率f_x作比较用以产生一频率误差E_f。频率误差E_f会被套用至可变窗产生器82。可变窗产生器82会响应频率误差E_f以构成及/或调整可变窗Δσ。

响应于负载26中的意外及/或大幅变化可能会发生多个暂态。在特定条件下，该些暂态可能会驱使电源供应器24进入锁定状态维持一段令人不满意的特长暂态持续时间。锁定状态终将清除，即使电感32、电容36、及/或负载26极为不匹配及/或偏离理想设计甚远亦然。

在此暂态期间，反馈信号产生器46可输出滑动表面σ，当经过转换电路102进一步处理之后，其便可能指示会影响到目前主动相28的开关30维持在其开启状态中。此举可能造成该开关30失效，所以是不期望的。

PWM信号84由PWM产生器48输出并且会被输入选配的暂态控制器52之中。在暂态控制器52内，PWM信号84会被修改成经修改的PWM信号124。经修改的PWM信号124系被配置成用以调整肇因于负载26之暂态的任何特定开关30之锁定状态的持续时间。通过调整锁定状态的持续时间，暂态控制器52便可避免该开关30与电源供应器24遭到可能的破坏。

假使发生锁定状态，那么，暂态控制器52便会终止目前的主动相28，并且促使下一相28于预设持续时间之后开始作用。换言之，开关30会从目前的主动相28切换至下一相28，从而可容忍锁定状态。

暂态控制器52是控制电路40中乐见但非必要的组件。本讨论假设有暂态控制器52，且PWM信号84会变成经修改的PWM信号124。假使省略暂态控制器52的话，那么PWM信号84便不会被修改，也就是，经修改的PWM信号124便是PWM信号84。

图8所示的是根据本发明较佳实施例将多个切换脉冲86分配至这些N个相28所使用的多个开关30中的每一个以及其切换的关系图。为简化起见，图8假设有N个相28，其中N＝3(也就是，有三个相28)。本领域的熟练技术人员将会发现此仅为示范例，实际上N可为大于一的任何预期整数。下文讨论将参考图2、图3、图4、与图8。

在相选择器50之中，PWM信号84会被绕送至相计数器136。相计数器136会于任何特定时点处确认这些N个相28中何者要成为主动状态。希望的方式为，相计数器136针对PWM信号84中的每个切换脉冲86均仅「计数」一次，不过，必要时亦可循环计数。举例来说，于三相应用中(即，N＝3，如图7中所示)，相计数器136可从零计数至二，接着于收到来自PWM信号84的下一个切换脉冲时便会被重置回到零。

在该较佳实施例中，相计数器136被设计成环型计数器(ring counter)。本领域的熟练技术人员将会发现此并非本发明的必要条件，亦可使用相计数器136的其它实施例，其并不会脱离本发明的精神。

相计数器136的输出会被送至一切换电路138，并且会被送至上文所讨论的电感电流产生器62与电流平衡控制器80。如此可让电感电流产生器62与电流平衡控制器80将它们的动作协同于目前的主动相28。

切换电路138会将源自PWM信号84的多个切换脉冲86依序分配至这些N个开关30的多个控制输入中。据此，相计数器136的输出便可确认目标开关30应该开启或关闭，而且PWM信号84可提供供这些开启/关闭事件使用的时序。源自切换电路138的多个信号54会于每个相28中耦合至每个开关30的控制输入。也就是，第一信号54’会被耦合至第一开关30’的控制输入用以影响第一相28’，第二信号54”会被耦合至第二开关30”的控制输入用以影响第二相28”，依此类推，第N信号54^N会被耦合至第N开关30^N的控制输入用以影响第N相28^N。

接着，所有开关30便均会以切换频率f_s进行切换。对这些N个相28中的第M相而言，切换电路会于相计数器136的控制下从第M个开关30切换至第(M+1)个开关30。

在该较佳实施例中，切换电路138可利用本领域的熟练技术人员所熟知的比较简易的解码电路(图中未显示)设计而成。不过将会发现，亦可使用切换电路138的替代设计方式，其并未脱离本发明的精神。

总结来说，本发明教授一种用于多相切换电源供应器24中暂态控制的装置与方法。电源供应器24具有适用于多相系统20中的控制电路40，其简单、可靠、而且价格低廉，同时不论这些相28的数量N为何均仅需要两个状态变量x₁与x₂。电源供应器24实质上可独立于组件公差，可忍受开关30的锁定状态，并且可实质均等地分享所有相中的电流。

虽然已经详细地阐述与说明本发明的较佳实施例，不过，本领域的熟练技术人员将很容易明白仍可对其进行各种变化，并不会脱离本发明的精神或是随附权利要求书的范畴。