全球定位系统定位方法和全球定位系统接收装置

摘要

公开一种GPS定位方法,能缩短电源提供之后到开始定位算术运算之前的需要时间。使用由标准电波提供的高精度频率信息来测量GPS接收器部分中使用的基准频率振荡器的振荡频率或振荡频率的频率变化。利用测量结果捕捉来自GPS卫星的信号。而且,检测来自卫星的扩频信号的扩展码的同步定时,以便检测用于时间同步的短时间成分。使用该检测到的短时间成分及大于该短时间成分的时间成分建立时间同步。

说明书

本发明涉及全球定位系统(GPS)定位方法和应用该方法的GPS接收装置。

其中使用称为GPS卫星的多个人造卫星来测量移动物体的位置的GPS系统中，扩展频谱调制系统被用作为针对来自人造卫星的信号波的调制系统。例如，在用户GPS接收器中，从GPS卫星(Navistar)接收称为C/A码(航向探测码)的扩频信号波，以便执行定位算术运算。

该C/A码由发送信号速率为1.023MHz的PN(伪随机噪声)系列的码形成，例如由金色码形成。该PN序列的码以1023码片提供的一个周期重复地出现(因此一个周期=1毫秒)，如图13A所示。

该C/A码的PN序列的码在不同卫星当中不同，但是它能由GPS接收器预先检测任何给定的PN序列的码被哪个卫星使用了。此外，以下描述的这种导航信息使GPS接收器可以识别该GPS接收器在该地点和在该时刻能从哪个卫星接收信号。因此，如果试图使用GPS接收器执行例如三维的定位，则该GPS接收器从四个或更多的能在该定点和靠近时间捕捉的卫星接收无线电波，并且执行该无线电波的频谱解扩，以及定位算术运算，以便确定该GPS接收器本身的位置。

如图13B所示，卫星信号数据的一个比特被作为PN序列的码发送20周期，即以20毫秒为单位。换句话说，数据传输速率是50bps。当该比特是"1"时，用于一个周期的PN序列的码的1,023个码片具有与比特是"0"时的那些码片相反的值。

如图13C所示，在GPS系统中，一个码字是由30比特(600毫秒)形成的。如图13D所示，一个子帧(6秒)是由10个码字形成的。如图13E所示，通常具有规定比特模式的前置码即使当数据被更新时也被插入在一个子帧的顶端码字中，并且数据被跟随该前置码发送。

而且，一帧(30秒)是由5个子帧形成的。导航信息按一帧的数据单位来发送。一帧数据的前3个子帧包括对各卫星来说是唯一的信息，被称为空间位置参数信息(ephemeris information)。该信息包括用于确定卫星轨道和来自卫星的信号的信令时间的参数。

具体地说，该空间位置参数信息的三个子帧的第二个码字包括来自一周的时间信息，称为TOW(周时间)。因此，每一子帧的TOW是每间隔6秒更新的信息。

所有的GPS卫星都包括原子钟，使用共同的时间信息，并且信号是以原子钟的一秒为单位来自每一卫星信令的信号。而且，每一卫星的PN序列的码与该原子钟同步地产生。

空间位置参数信息的轨道信息在每几小时之后更新，并且该信息保持不变，直到其被更新。但是，如果空间位置参数信息的轨道信息被存储在GPS接收器的存储器中，则同一信息能以高等级的精确度被使用好几个小时。应该指出，来自每一卫星的信号的信令时间在每一秒之后即被更新。

一帧数据的剩余两个帧的导航信息是称为年鉴信息(almanac information)的信息，它是从所有的卫星共同发送的信息。该年鉴信息必须收集25帧，以便获得所有的信息，并且包括每一卫星的大致位置信息以及表示哪个卫星能被使用的信息。该年鉴信息在每几个月之后被更新，但是保持同一信息直到其被更新为止。但是，如果年鉴信息被存储在GPS接收器的存储器中，则同一信息能以高等级的精确度被使用好几个月。

为了接收GPS卫星信号，在GPS接收器中准备的并且与由将要被接收的GPS卫星使用的C/A码的PN序列相同的PN序列码被用于建立与来自该GPS卫星的信号的C/A码的相位同步性，以捕捉该卫星信号，并且该卫星信号被频谱解扩。在下文中把PN序列的码称作PN码。随着建立与C/A码相位同步性和进行解扩，比特被检测，并且因此能从GPS卫星信号中获得包括时间信息的导航信息等。

通过C/A码的相位同步性搜索而捕捉卫星信号。在相位同步性搜索中，搜索的是在GPS接收器的PN码和来自GPS卫星的接收信号的PN码之间的相关性，并且当该相关性高于预先确定的相关值时，即判定该PS码处于互相同步。如果判定该PS码不处于互相同步，则连续逐一码片地移动GPS接收器的PN码的相位，同时针对每一相位检测GPS接收信号的该PN码对于该GPS接收器的PN码的相关性，以便检测能利用其建立同步的相位。

在此情况下，GPS卫星的PN码以很高精度频率的时钟来驱动。因此，如果用于驱动GPS接收器中准备的PN码的发生器的时钟具有实质上等于卫星时钟的精确度，如果该GPS接收器的PN码移动经过1,023码片，即该PN码的一个重复周期，则与某些相位获得相位同步性，并且能从该卫星捕捉扩频电波。

用于驱动GPS接收器的PN码发生器的时钟通常是通过划分该GPS接收器中准备的基准频率振荡器的频率而获得的。高精度石英振荡器被用作为基准频率振荡器。但是，GPS接收器的基准频率振荡器的振荡频率通常由于温度变化或老化而变动。因此，PN码的码片频率可能会在卫星信号和GPS接收器信号之间移动。因此，考虑到内置的基准频率振荡器的振荡频率变化，GPS接收器执行频率搜索，以使内置的基准频率振荡器的振荡频率可被调整到来自GPS卫星的该扩频信号的频率。

图14说明上述的这种频率搜索。具体地说，当用于驱动GPS接收器的PN代码发生器的时钟信号频率是确定的频率f1时，执行如上所述的这种相位同步性搜索。随后，如果在执行相位同步性搜索的所有1023个码片中的相位搜索未找到检测同步的相位，则来例如自基准频率振荡器的信号划分比例将被改变，把驱动时钟信号的频率改变到另一频率f2。随后，类似地执行对于1023个码片的相位搜索。如图14所示，此过程通过连续地逐步改变驱动时钟信号的频率来重复。描述的操作是频率搜索。

能被考虑允许同步的驱动时钟信号的频率通过频率搜索来检测，并且以时钟脉冲频率来进行PN码的最终相位同步。因此，即便石英频率振荡器的振荡频率有些移动，也能捕捉到卫星信号。

以此方式，为了对于GPS接收器执行定位算术运算，必须确定卫星和接收器之间的距离。具体地说，GPS接收器测量时间间隔，即测量信号到达时间间隔，直到从卫星转发的信号在确定的时间到达该GPS接收器为止，并且把该时间间隔乘以光速3×10⁸m/s，以便计算距离。

为了测量信号到达时间间隔，需要与来自卫星的信号建立精确的时间同步，并且测量两个时间间隔。两个时间间隔之一是比通过建立该C/A码相位同步性而获得的扩展码的一个周期更短的时间信息，即比1毫秒还要短的时间信息。另一个时间间隔是比扩展码的一个周期长的时间信息，即比1毫秒长的时间信息。

比1毫秒更短的时间信息被获得作为一个定时，以该定时建立C/A码的相位同步性，以便捕捉GPS卫星信号。具体地说，卫星的扩展码(PN码)与其原子钟同步，如果在GPS接收器上建立该PN码的相位同步性，即如果建立C/A码的同步，则获得比来自卫星的无线电波到达时间间隔的1毫秒更短的信息。

但是，只有当建立C/A码的同步时，才仅获得比1毫秒更短的时间信息，但是未获得比1毫秒长的时间信息。因此，比1毫秒长的时间信息是必要的。通常，通过从该GPS卫星信号中获得包括的导航信息来获得比1毫秒长的时间信息。具体地说，通过建立与导航信息中的前置码型的相位同步性、并且参考该TOW而获得比1毫秒长的时间信息，以便证实相位同步性定时。

如上所述，在普通的GPS接收器中，为了捕捉卫星信号，由于提供在该GPS接收器之中的基准频率振荡器的温度变化或老化的原因，所以要求频率搜索。由于一般需要比较多的时间用于频率搜索，所以存在的问题是，需要许多时间执行定位算术计算，以便最终测定目前GPS接收器的位置。

在使用上述普通的时间同步方法的场合下，存在的问题是，按子帧单位来获得用于获得比1毫秒长的时间信息的前置码和TOW的信息，即在6秒中仅获得一次。此外，为了防止错误的锁定，通常最好两次或多次证实前置码等信息。因此，即便该GPS接收器具有的时间信息是有效的，但在来自卫星的信号和该C/A码之间建立同步之后直到建立最终的时间同步为止所需要的时间却多于6秒钟。

如果试图缩短电源提供之后开始定位算术运算之前所需要的时间，那么比6秒钟更多的时间将构成障碍。而且，在打算把该GPS定位系统结合在便携式装置的场合，虽然要求省电，但是因为如上所述的已有技术在开始定位算术运算之前需要许多时间，所以这种需要的省电不能被充分地实现。

本发明的目的是提供一种GPS定位方法和GPS接收装置，通过该方法和装置，例如能缩短GPS接收器在得到电源之后到建立同步之时为止的时间。

为了达到上述目的，根据本发明的一个方面，提供一种GPS定位方法，包括以下步骤：获得由普通电波提供的高精度频率信息，使用接收到的高精度频率信息测量GPS接收器部分中使用的基准频率振荡器的振荡频率或该振荡频率的频率变化，并且利用该测量结果捕捉来自GPS卫星的信号。

在该GPS定位方法中，即便该GPS接收器部分的基准频率发生器的振荡频率由于温度变化或老化而被改变，也能根据由该被称为广播时钟的标准电波提供的该高精度频率信息测量该频率变化，并且该测量的结果被用于捕捉来自GPS卫星的信号，以便能取消该频率变化。因此，能迅速地捕捉该GPS卫星信号而不使用在一个普通GPS定位方法中使用的频率搜索。

最好是，该GPS定位方法还包括以下步骤：获得由该标准电波提供的高精度时间信息，并且使用该高精度时间信息取代从该GPS卫星发送的时间信息来执行定位算术运算。

在该GPS定位方法中，由于该定位算术运算是使用由该标准电波提供并且正常获得的高精度时间信息来执行，取代了从该GPS卫星发送的时间信息，所以该定位算术运算能比普通的GPS定位方法迅速地开始。

作为一种选择，该GPS定位方法可以进一步包括：第一检测步骤，检测有关来自该GPS卫星的扩频信号的扩展码的同步定时，以便检测比用于时间同步的该扩展码的一个周期短的时间成分，和第二检测步骤，在第一检测步骤中完成该扩展码的同步之后，从由该标准电波提供的该高精度时间信息检测该扩展码的一个周期的边界处的时间，并且根据该边界的时间检测比用于时间同步的该扩展码的一个周期长的时间成分。

在该GPS定位方法中，类似普通的GPS定位方法，比扩展码的1毫秒的一个周期短的时间成分通过建立该C/A码的同步来确定。但是，就比1毫秒长的时间成分而言，该扩展码的一个周期的边界时间由能够从标准电波获得的该高精度时间信息来检测。在此情况下，如果从射频钟获得的时间信息具有比500微秒短的精确度，则能建立精确度充分高的时间同步。因此，通过按如上所述的类似方式与三颗或四颗卫星建立时间同步，就能够迅速地开始该定位算术运算。

因此，利用该GPS定位方法，不需要象在一个普通GPS定位系统中那样校验该导航信息的前置码或TOW，从而能明显缩短时间同步所需要的时间。

作为另一种选择，该GPS定位方法可以进一步包括：第一检测步骤，检测有关来自该GPS卫星的扩频信号的扩展码的同步定时，以便检测比用于时间同步的该扩展码的一个周期短的时间成分，和第二检测步骤，在第一检测步骤中完成该扩展码的同步之后，检测来自该卫星的信息比特的边界，利用由该标准电波提供的该高精度时间信息检测该比特边界的时间，并且根据该边界的时间检测比用于时间同步的该扩展码的一个周期长的时间成分。

在该GPS定位方法中，类似普通的GPS定位方法，比1毫秒短的时间成分通过建立该C/A码的同步来确定。但是，就比1毫秒长的时间成分而言，对应于该扩展码的20个周期的比特边界的时间由通过该标准电波提供的该高精度时间信息来检测。在此情况下，如果由该GPS接收器获得的时间信息具有比10微秒短的精确度，则能建立精确度充分高的时间同步。因此，通过按如上所述的类似方式与三颗或四颗卫星建立时间同步，就能够迅速地开始该定位算术运算。

因此，利用该GPS定位方法，不需要象在普通的GPS定位系统中那样校验该导航信息的前置码或TOW，从而能明显缩短时间同步所需要的时间，并且较低精确度的时间信息能被该GPS接收器部分使用。

最好是，即使当给GPS接收器部分的电源断开时，也保持电源被提供到GPS接收器部分的频率振荡器，以便使用由接收到的标准电波提供的高精度频率信息测量频率振荡器的频率或该频率的频率变化。

在该GPS定位方法中，即使当给GPS接收器的电源部分被断开，也能预先设置基准频率振荡器的频率变化。虽然GPS接收器通常显示出大功率消耗，但是用该GPS定位方法，即便电源没有被正常地提供到该GPS接收器，由于能预先测量该基准频率振荡器的频率变化，所以能够降低从电源提供给该GPS接收器部分之后到卫星无线电波被捕捉、以实际开始捕获该卫星电波的时间。

总之，用该GPS定位方法，由于能以这样的形式来捕捉卫星信号，其中使用通过接收标准电波获得的高精度频率信息来去除在GPS接收器部分中提供的基准频率振荡器的振荡频率的频率变化，所以不需要执行由于基准频率振荡器的振荡频率的频率变化而考虑的频率搜索。因此，与已有技术相比较，在开始进行卫星信号捕获之后到卫星信号能被实际上捕捉为止的时间能够被缩短。

此外，由于使用从标准电波获得的时间信息取代来自GPS卫星的时间信息，所以作为定位算术运算预处理的到建立时间同步之前的该时间也能被明显降低。因此，利用该GPS定位方法，到开始进行定位算术运算之前需要的时间能被明显降低。

由于按此方式把提供电源之后到位置测量以前的时间被缩短，所以需要用于位置测量的该GPS接收器的驱动时间被降低，这将有助于省电。而且，由于在提供电源之后到位置测量以前的时间变短，所以使用位置测量功能的用户的压力能够被减小。

本发明上述和其它目的、特征及优点在结合附图的下面的描述和所附的权利要求书中将变得显见，其附图中的相同部分或单元由相同的标号表示。

图1是根据本发明最佳实施例的GPS接收装置的结构方框图；

图2是说明标准无线电波的表格；

图3是图1的GPS接收装置的信号解调部分的结构方框图；

图4A和4B分别是表示从卫星发送的无线电波及该无线电波接收定时的示意图，并且说明了根据本发明的一种时间同步方法；

图5是说明图4A和4B的时间同步方法的示意图；

图6是表示用于执行图5的时间同步方法的一个装置的方框图；

图7是说明图6的装置的操作的流程图；

图8是比较于一个普通GPS接收装置而言，说明本发明的GPS接收装置的省电性能的示意图；

图9是表示根据本发明的GPS接收装置的应用例的示意图；

图10是表示用于执行图5的时间同步方法的另一装置的方框图；

图11是说明图10的装置的操作的流程图；

图12是根据本发明另一最佳实施例的GPS接收装置的结构方框图；

图13A到13E示出GPS卫星信号的结构；和

图14是说明普通GPS接收器中的频率搜索的示意图。

首先参考图1，其中示出应用了本发明的GPS定位方法的本发明的一种GPS接收装置的系统结构。该GPS接收装置包括GPS接收器部分10、标准电波接收器部分20、和频率测量部分30。

该GPS接收器部分10包括天线部分11，该天线部分接收GPS卫星信号，并把该接收信号提供到射频处理部分12。射频处理部分12在下文中被简单地称之为RF部分12。RF部分12使用来自基准频率振荡器13的频率信号，以便把该接收信号的频率转换成几MHz到几十MHz的中频信号，并且将该中频信号输出到解调及算术运算部分14。解调及算术运算部分14建立C/A码的同步，以便通过频谱解扩执行解调，并且建立时间同步，以执行定位算术运算。

解调及算术运算部分14解调接收信号，以便获得空间位置(ephemeris)信息以及年鉴(almanac)信息，并且把该信息存储到存储部分15。提供输入/输出部分16，以便把定位算术运算的结果等输出或取出所需信息。

利用来自频率测量部分30的频率信号而获得的时钟信号，解调及算术运算部分14驱动PN码发生器，以便产生接收器端的PN码，并且执行在接收器端的PN码和卫星信号的PN码之间的相位同步，以便捕捉卫星信号。随后，解调及算术运算部分14执行该捕捉卫星信号的时间同步，并且执行定位算术运算。

随后，如在下文中详细描述的那样，当捕捉卫星信号时，该解调及算术运算部分14执行基准频率振荡器13的振荡频率的校正，以使由温度变化或基准频率振荡器13的老化引起的振荡频率的频率变化可被忽略。因此，普通GPS接收器需要的频率搜索能够被省略。

具体地说，在GPS接收装置中，频率测量部分30使用由该标准电波接收器部分20获得的高精度频率信息测量基准频率振荡器13的振荡频率或该振荡频率的频率变化，并且解调及算术运算部分14使用该测量结果，以便执行在捕获来自GPS卫星信号的捕获电路系统中的该基准频率振荡器13的振荡频率的校正，以使由于温度变化或基准频率振荡器13的老化引起的振荡频率的频率变化可被忽略，以便捕捉来自GPS卫星的信号。在下面描述的实例中，基准频率振荡器13的振荡频率变化被测量，并且把测量的结果用于捕捉GPS卫星信号。

与GPS接收装置中的解调及算术运算部分14的时间同步相关，类似于已有技术中的方式，通过同步来自卫星的扩频信号电波的C/A码，获得比时间同步的1毫秒更短的时间成分。但是，例如当接上电源时或从丢失大量时间同步的状态重新同步时，就比1毫秒时间信息更长的时间成分来说，使用来自该标准电波接收器部分20的高精度时间信息Tst，而不象已有技术中那样使用导航信息的前置码或TOW，精确地获得在特定数据的边界上的时间信息。

在GPS接收装置中的标准电波接收器部分20具有射频时钟的结构，接收长波长带中的标准电波。具体地说，目前在日本国内，如图2所示，利用使用例如5MHz、8MHz或10MHz的短波长带的载波的标准电波，以及另一使用40kHz的长波长带的载波的标准电波。在该GPS接收装置中，利用的是该波长带的标准电波，其频率及时间间隔精确度高，无线电波的覆盖区域宽。

具体地说，标准电波接收器部分20的天线部分21接收长波长带标准电波，并且把长波长带标准电波的接收信号提供到长波长带标准电波接收及解调部分22。长波长带标准电波接收及解调部分22解调接收到的长波长带标准电波，并且把该标准电波的解调输出提供到频率信息及时间信息提取部分23。如上所述，频率信息及时间信息提取部分23从解调过的长波长带标准电波中提取这种高精度频率信息Fst和时间信息Tst。

随后，该频率信息及时间信息提取部分23把提取出的频率信息Fst提供到频率测量部分30，以便测量GPS接收器部分10的基准频率振荡器的振荡频率的频率移动。在本实例中，频率测量部分30检测来自基准频率振荡器13的频率信号的多少周期数被包括在40kHz的精确频率的信号中，以便测量基准频率振荡器13的振荡频率，并且根据该测量结果，测量振荡频率的频率移动Δf的信息。随后，该基准频率振荡器13把该频率移动Δf的信息提供到GPS接收器部分10的解调及算术运算部分14。

由频率信息及时间信息提取部分23检测到的时间信息Tst被提供到GPS接收器部分10的解调及算术运算部分14，以便建立时间同步。

[考虑到该基准频率振荡器的频率变化而捕获卫星信号的方法]

以下描述捕获卫星信号的方法的实例，通过GPS接收器部分10的解调及算术运算部分14来消除基准频率振荡器13的频率变化。

图3示出捕捉及解调卫星信号的GPS接收器部分10的RF部分12和解调及算术运算部分14中的信号解调部分的结构。

参考图3，天线11接收到的扩频信号形式的卫星信号被提供到RF部分12。同时，振荡频率被提供到本机振荡电路41，在本实例中是从18.414MHz的石英频率振荡器形成的基准频率振荡器13的输出。因此，从本机振荡电路41获得相对于基准频率振荡器13的输出频率有固定的频率比的本机振荡输出。

本机振荡输出被提供到RF部分12，通过RF部分12把卫星信号转换成较低频带的第一中频信号，利用该基准频率振荡器13的振荡输出进一步转换成更低的第二中频(1.023MHz)的第二中频信号Sif。

来自RF部分12的该第二中频信号Sif被提供到二进制数字化电路42，通过该电路42将其与预定门限值电平比较，以使其二进制数字化。

该二进制数字化电路电路42的二进制输出Sd被提供到由“异”电路形成的一个信号倍乘器43。

在图3示出的信号解调部分中，所谓的tau高频脉动跟踪方法被用于反馈环路50，用于进行解扩解调，同时科斯塔斯(costas)回路被用于反馈环路60，用于进行数据比特解调。反馈环路50和反馈环路60具有数字化结构，由微型计算机70通过软件处理形成用于反馈环路50和反馈环路60的控制信号。

具体地说，在用于进行解扩解调的反馈环路50中，参考数字51表示用于该接收器端产生PN码的代码发生器，从代码发生器51获得初期(早期的)码Me和后期(迟后的)码Md合成的PN码，初期码和后期码相对于基准PN码的相位(基准相位)具有等于预定偏移的相位差。该合成PN码被提供到信号倍乘器43。在此情况下，通过每1毫秒切换该初期码Me和后期码Md而产生合成PN码。

信号倍乘器43把该合成PN码与来自二进制数字化电路42的二进制数字化中频信号Sd相乘。

在此情况下，由数控变量频率振荡器(在下文中称作NCO)形成用于产生驱动时钟的时钟发生器52，用于控制来自该代码发生器51的初期和后期PN码的相位和频率(码片速率)。来自基准频率振荡器13的基准时钟被提供到时钟脉冲发生器52，并且该时钟脉冲发生器52用18除基准时钟的18.414MHz，以便在微型计算机70的控制下，形成用于代码发生器51的1.023MHz的驱动时钟。

在代码发生器51中，以来自时钟脉冲发生器52的具有受控相位和受控频率的时钟控制该初期和后期伪噪声码的相位和频率。因此，控制来自代码发生器51的PN码，以使该相位和频率可以与包括在来自基准频率振荡器13的中频信号Sd中的PN码的相位和频率一致，从而执行解扩。

用于解调数据比特的反馈环路60包括由NCO形成的载波发生器61、90移相器62、各自由“异”门形成的第一乘法器63和第二乘法器64、各自由计数器形成的一对低通滤波器65和66、和用于对载波发生器61形成控制信号的微型计算机70。该反馈环路由科斯塔斯(costas)环路形成。

来自基准频率振荡器13的基准时钟被提供到载波发生器61。载波发生器61产生载波，适于该微型计算机70根据基准时钟数值控制NCO。

根据程序软件，微型计算机70执行图3中由细线包围部分中指示的功能块的功能。具体地说，结合图3的功能块来描述微型计算机70的处理功能。乘法装置71把来自各自由计数器形成的低通滤波器65和66的计数值相乘，以便获得对应于在接收信号中的载波成分和来自载波发生器61的作为乘法输出的载波之间的相位差的输出，并把该乘法输出提供到环路滤波器装置72。

在GPS接收装置中，来自标准电波接收器部分20的高精度频率信息Fst和来自基准频率振荡器13的频率信号被提供到频率测量部分30。如上所述，根据高精度频率信息Fst，频率测量部分30测量来自基准频率振荡器13的频率信号的频率移动Δf。随后，频率移动信息Δf被提供到微型计算机70的环路滤波器装置72。

根据乘法装置71的乘法输出和根据频率测量部分30的频移信息Δf，环路滤波器装置72形成控制信号，用于控制该载波发生器61的输出信号的频率或相位，并将该控制信号提供到载波发生器61。上述乘法装置71和环路滤波器装置72形成科斯塔斯(costas)环路60的一部分。

绝对值检测装置73和74分别检测低通滤波器65和66的计数值输出，并且通过相加装置75相加低通滤波器65和66的检测输出。因此相加装置75输出表示来自代码发生器51的PN码与接收信号的PN码之间相关电平的信号，即相关性输出。

来自相加装置75的表示相关性电平的相关输出信号被提供到环路滤波器装置76。环路滤波器装置76形式数值控制信号，用于控制时钟脉冲发生器52的输出信息块的频率或相位，根据该相关输出信号产生针对代码发生器51的驱动时钟。

如上所述，在GPS接收装置中，即便基准频率振荡器13的振荡频率因温度变化或老化被变动，但由于振荡频率变化被反映在载波发生器61的输出信号上，所以现有技术中的频率搜索是不必要的。

[时间同步方法]

随后描述在GPS接收装置中的时间同步方法。首先描述该时间同步方法的概要。

例如，根据原子钟形式的GPS时钟，以图4A所示方式从卫星发送无线电波。如图4B所示，在到达时间Δta之后，发送无线电波被GPS接收器接收。

在图4A和4B中，参照子帧的顶端时间点示出到达时间Δta。但是，即使不能识别子帧顶端的时间点，而如果特定数据的边界时间，例如扩展码的一个周期的边界、比特的边界或码字的边界被精确地识别，并且识别子帧的何种数值的码字的何种数字比特的数值信号出现时间是该边界的时间点，则就等效于检测到该子帧顶端的时间点。

因此，在该GPS接收装置中，使用由该标准电波接收器部分20提取的高精确度时间信息，精确地判定特定数据的边界时间，例如扩展码的周期边界、比特的边界或码字的边界，然后识别该子帧的何种数值码字的何种数字比特的数值信号出现时间是边界的时间点，即便没有发现该导航信息中的前置码或TOW，也检测到比1毫秒长的时间成分，以便建立时间同步。

能够以下面的方式确定子帧的何种数值码字的何种数字比特的数值信号出现时间是该边界时间点。

从GPS接收器部分10的存储部分15中存储的卫星轨道数据，能判定来自卫星的无线电波的大致到达时间Δta。因此，如果在GPS接收器部分10从卫星无线电波的接收时间减掉该到达时间Δta，则差值实质上等于来自卫星的信息子帧的顶端时间点。

因此，如果从边界的时间点的时间减掉到达时间Δta，则相减产生的时间成为时间点信息，在该时间点从子帧的顶端经过了时间Δtb，如图4A所示。如果该相减产生的时间被该扩展码的比特或时钟替换以便执行计算，则能判定子帧的何种数值码字的何种数字比特的数值信号出现时间是该边界的时间点。

因此，如果能由GPS接收装置利用的时间信息相对于GPS时钟具有预定的精确度，则通过在该C/A码的同步完成之后从时间信息获得特定数据的边界时间，就能建立准确的时间同步而不必调查该导航信息的前置码或TOW。

以此方式，能够迅速地检测扩展码的一个周期的边界。而且，通过检测在一个周期单位中的扩展码的反相，能够检测到比特边界。但是，因为各码字内容不同，所以难于检测到码字的边界。这也适用于子帧的边界。因此，在下面描述的GPS接收装置中，使用的是扩展码的一个周期的边界和比特的边界。

如上所述，当建立来自卫星的C/A码的同步时，由于C/A码具有1毫秒的一个周期，所以能知道来自该卫星的无线电波的到达时间，它是比1毫秒短的时间成分。换句话说，当建立同步时，在该时间的同步点扩展码(PN码)相对于基准相位的移动量(根据基准相位通过何种码片数来移动扩展码)是小于从卫星到接收器的该电波到达时间的1毫秒的数量级的时间成分。它与已有技术相似。

在GPS接收装置中使用的时间同步方法中，如上所述，GPS接收装置能够在标准电波接收器部分20获得高精度时间信息。

在前面的描述中，为了检测扩展码的一个周期的边界，需要在500微秒的数量级的误差上精确地检测该边界。同时，为了检测比特边界，仅需要能以10毫秒数量级误差精确地检测边界。根据能由本实施例的GPS接收装置获得的时间信息的精确度中的差别，可用下面描述的两个形式。

首先描述时间信息的精确度的问题。

能由GPS接收装置获得的时间数据与正确时间数据之间的差别由Δt1表示。而且，如图5所示，GPS接收装置的大致位置由(ux1,uy1,uz1)表示，GPS接收装置的准确位置由(ux,uy,uz)表示，在时间t的卫星的位置由(stx,sty,stz)表示，当GPS接收装置在时间t接收从卫星发送的无线电波时的位置由(sx,sy,sz)表示，光速由c表示，则从图5中，卫星到GPS接收装置无线电波的传播时间的误差Δt2计算表达式如下：

Δt2=|((sx-ux)²+(sy-uy)²+(sz-uz)²)^1/2-((stx-ux1)²+(sty-uyl)²+(stz-uz1)²)^1/2|/c

与时间信息有关的误差E是E=Δt1+Δt2。因此，根据能由GPS接收装置使用的时间信息的误差E值大小，有获得比1毫秒更长的时间成分的不同方式。

[时间同步的第一形式]

在时间同步的第一形式中，从PN码的一个周期的边界的时间信息确定用于时间同步的比1毫秒长的时间信息，该PN码是一个扩展信号，即1023码片的C/A码。在此情况下，能够由GPS接收装置使用的时间信息的精确度必须为：

E=Δt1+Δt2＜500微秒

其中，该标准电波接收器部分20获得的时间信息满足这个条件。

图6示出在目前第一形式中的图1的解调及算术运算部分14的时间同步。参考图6，在此情况下，解调及算术运算部分14的全部或某些框能由微型计算机形成。

具体地说，来自RF部分12的中频信号被提供到解扩部分141。用于解扩的PN码从包括PN代码发生器51的C/A码同步检测部分143提供到该解扩部分141。根据来自解扩部分141的相关检测信息，该C/A码同步检测部分143控制该PN码的产生相位，以便利用该C/A码执行同步检测。随后，C/A码同步检测部分143把PN码的相位锁定在同步建立的相位。

C/A码的同步完成之后，已经处在扩展频谱调制的状态中的GPS卫星信号以解调的形式从解扩部分141获得，并且被提供到数据解码部分142。

数据解码部分142解码空间位置参数信息及该年鉴信息，并且输出该解码的信息。导航情报的信息例如被存储到存储部分15中，并且被提供到定位算术运算部分145。

而且，C/A同步检测部分143把表示该C/A的同步建立之时间的信号Lt提供到时间同步检测部分144。而且，C/A同步检测部分143把表示PN码的一个周期的边界的信号Ps以当前形式提供到时间同步检测部分144。应该指出，表示C/A码的同步建立的定时信号Lt由图3中的微型计算机70产生。

从表示在C/A码同步建立之时的信号Lt，该时间同步检测部分144确定比1毫秒短的用于时间同步的时间信息。时间同步检测部分144还根据信号Ps确定比1毫秒长的用于时间同步的时间信息，以便建立用于定位算术运算的同步。该信号Ps表示在该C/A的同步结束之后的PN码的一个周期的边界。

图7示出该时间同步检测部分144执行的处理流程。

参考图7，通过识别的是否已获得信号Lt，时间同步检测部分144首先判定C/A码的同步是否完成(步骤S101)。随后，如果判定该C/A码的同步完成，则该时间同步检测部分144确定比1毫秒短的用于时间同步的时间成分(步骤S102)。

随后，该时间同步检测部分144等待一个PN码周期完成和出现该PN码周期的边界(步骤S103)。随后，在时间同步检测部分144从表示该PN码一个周期的边界的信号Ps证实该PN码的周期的边界出现之后，时间同步检测部分144根据来自标准电波接收器部分20的高精确度时间信息Tst来检测时间ts(步骤S104)。

如上所述，时间同步检测部分144随后从时间ts中减掉卫星无线电波的大致到达时间的无线电波传播时间，随后把相减结果的100微秒的数字值近似成整数，以便确定比1毫秒长的用于时间同步的时间信息。随后，时间同步检测部分144根据该时间信息建立时间同步，并且将相同的结果发送到定位算术运算部分145(步骤S105)。

其中，该无线电波传播时间是来自卫星的无线电波的到达时间，能够由下面表达式表示：

((stx-ux1)²+(sty-ny1)²+(stz-uz1)²)^1/2/c

从而结束时间同步检测部分144执行的时间同步处理。

根据上述的时间同步信息，定位算术运算部分145计算在卫星与GPS接收装置之间的距离。具体地说，如上所述的这种时间同步被建立用于需要定位算术运算的若干卫星，即通常用于执行二维位置定位的三个卫星，但也用于执行三维定位的四个卫星。随后，当各个卫星与GPS接收装置之间的距离被计算出时，执行定位算术运算，并且输出该定位算术运算的结果。

当以此方式完成C/A的同步然后检测PN码的一个周期的边界时，在目前形式中，按照定位算术运算的预先处理建立时间同步，然后能执行定位算术运算。因此，在与使用前置码或TOW、而且仅以6秒的单位获得位置的常规方法比较时，到位置被确定之前的时间能被缩短，其有助于省电。

此外，在目前形式中，由于不需要执行考虑基准频率振荡器13的振荡频率的频率变化的频率搜索，所以捕捉卫星信号需要的时间通过频率搜索所需的时间也被缩短。因此，在这点上，能进一步缩短到定位算术运算开始之前的时间，从而导致省电。

例如，当GPS接收装置如图8所示被间歇地驱动时，利用普通的GPS接收装置确定位置的时间长而且有电力消耗，而在本发明中，在位置确定以前的时间被如上所述地缩短，图8中的普通GPS接收装置的其上添加斜线的几个部分之内电力消耗可被减小。

而且，以此方式能够预期GPS接收器的省电，由于位置被识别之前的时间被缩短，所以用户的等待时间减少，并且用户的压力减小。

而且，由于省电的原因，能减小驱动GPS接收器需要的电池容量，所以GPS接收装置能适合很小的定位和精度时间测量仪器，例如图9示出的手表型测量仪器。

[时间同步的第二形式]

在时间同步的第二形式中，根据扩展频谱解调数据的比特边界的时间信息来确定比1毫秒长的用于时间同步的时间信息。在目前第二形式中，能够由GPS接收装置使用的时间信息的精确度必须为：

E=Δt1+Δt2＜10毫秒

图10示出在目前第二形式中的图1的解调及算术运算部分14的时间同步。与第一形式类似，示出的该解调及算术运算部分14的全部或某些框能由微型计算机形成。应该指出，与第一形式中的相同部分或元件由相同参考符号表示，以便省略说明。

在当前第二形式中，解调及算术运算部分14被修改，与上述参照图描述的解调及算术运算部分14的不同在于，其包括比特边界检测部分146和时间同步检测部分147，取代了时间同步检测部分144。来自解扩部分141的扩展频谱解调数据和来自C/A码同步检测部分143的PN码周期的边界被提供到比特边界检测部分146。

如图13所示，比特边界检测部分146利用比特对应于PN码的20个周期和比特是"0"时的C/A码的相位被反相到比特是"1"时的该C/A码的相位的事实，来检测比特边界并将表示该检测的比特边界的定时的信号Bs提供到时间同步检测部分147。

类似第一最佳实施例，表示定时的信号从C/A码同步检测部分143提供到时间同步检测部分147，在该定时建立C/A的同步。

根据表示在C/A码同步建立之时的定时信号Lt，定时同步检测部分147确定比1毫秒短的用于时间同步的定时信息。时间同步检测部分147根据信号Bs确定用于时间同步的比1毫秒长的时间信息，而且建立用于定位算术运算的同步。该信号Bs表示在该C/A码同步结束而且建立时间同步之后的比特的边界。

图11示出该时间同步检测部分147执行的处理流程。

参考图11，通过识别的是否已获得信号Lt，时间同步检测部分147首先判定C/A码的同步是否完成(步骤S101)。随后，当时间同步检测部分147判定该C/A码的同步被完成时，同步检测部分确定比毫秒短的用于时间同步的时间成分(步骤S202)。

随后，时间同步检测部分147等待比特边界被检测(步骤S203)。随后，在时间同步检测部分147根据表示比特边界的信号Bs证实出现比特的边界之后，则根据由标准电波接收器部分20获得的高精度时间信息Tst来检测时间ts(步骤S204)。

如上所述，时间同步检测部分147从时间ts中减掉该无线电波传播时间，该时间大致为从卫星发送的无线电波的到达时间，并且从该相减的结果时间中加上或减去小于Δt1+Δt2的时间误差，以便产生是20毫秒倍数的时间。随后，时间同步检测部分147根据该时间信息来建立时间同步，并且将同一个结果发送到定位算术运算部分145(步骤S205)。从而结束该时间同步检测部分147执行的时间同步处理。

根据上述的时间同步信息，定位算术运算部分145计算在卫星与GPS接收装置之间的距离。随后，当GPS接收装置与多个卫星的距离需要定位算术运算时(即进行两维定位一般需要三个卫星，而三维定位则需要四个卫星)，执行定位算术运算并且把算术运算的结果输出。

当以此方式完成该C/A的同步然后检测比特的边界时，在本形式中，按照定位算术运算的预先处理建立时间同步，然后可执行定位算术运算。因此，当与使用前置码或TOW、而且仅以6秒的单位获得位置的常规方法比较时，到位置被确定之前的时间能被缩短，与上述第一形式类似，其有助于省电。

而且，在本第二形式中，除了由上述第一形式实现的效果之外，由该GPS接收装置要求的时间精确度可以比该第一最佳实施例的时间精确度低。因此，把这种装置应用到图9描述的手表型仪器更容易。

应该指出，在上述两个形式中，在同步保持稳定的同时，定位算术运算部分145执行该导航信息的前置码或TOW的检测，以便获得比1毫秒长的用于时间同步的时间信息。而且，定位算术运算部分145使用该时间信息执行时间同步，以便执行定位算术运算。

另外，根据上述PN码一个周期的边界时间或比特边界而不使用该前置码或该TOW，可以自然地正常获得用于时间同步的比1毫秒长的时间信息。

[另一最佳实施例]

图12示出根据本发明的另一GPS接收装置的结构。本实施例的GPS接收装置是图1的第一最佳实施例的一个改进，并且包括该第一最佳实施例的GPS接收装置的共同部件。但是，本实施例的GPS接收装置与图1的GPS接收装置的不同在于，即使当该GPS接收器部分关掉电源，也能把一个电源电压正常地提供到该GPS接收器部分10的基准频率振荡器13。而且，由频率测量部分30测量的该基准频率振荡器13的频率移动Δf的信息被提供到标准电波接收器部分20的频率信息及时间信息提取部分23。

在图12的GPS接收装置中的该频率信息及时间信息提取部分23不仅把时间信息Tst而且把从频率测量部分30获得的频率移动Δf的信息也提供到GPS接收器部分10的解调及算术运算部分14。

因此，即便电源不被连接到具有大功率消耗的GPS接收器部分10，也能执行涉及基准频率振荡器13的频率移动Δf的测量，并且把测量的结果从标准电波接收器部分20传送到GPS接收器部分10。因此，在电源提供给该GPS接收器部分10之后到开始定位算术运算之前的时间能被缩短。

[其它最佳实施例]

在上述最佳实施例中，虽然来自频率测量部分30的频率移动Δf的信息被用于控制科斯塔斯(costas)环路60的载波发生器61，但是用于解扩解调的反馈环路50的时钟脉中发生器52也可以使用来自频率测量部分30的频率移动Δf的信息来控制。

而且，在基准频率振荡器13本身具有其频率可控制的振荡器结构的场合下，基准频率振荡器13本身的振荡频率可使用来自频率测量部分30的频率移动Δf的信息来控制。

而且，虽然频率测量部分30测量频率移动Δf，但是也有可不检测该频率移动Δf，而可以使用来自该标准电波接收器部分20的高精度频率信息Fst来测量基准频率振荡器13的振荡频率，并且根据测量的结果来控制该代码发生器51或该基准频率振荡器13本身。

虽然使用具体的实例描述了本发明，但是这种描述仅是用于说明的目的，应该理解的是，在不背离权利要求的精神范围的条件下可以进行改变和变更。