电源供应器从第一模式(例如脉波频率调变的模式)到第二模式(例如脉波宽度调变模式)的平滑转变

摘要

在一实施例中，一种电源供应器的控制器包括切换电路以及一调整器电路。该切换电路被配置以使得一充电电流流动，直到该充电电流具有一相对一临界值的预设的关系为止，并且使得一放电电流流向一输出节点，该输出节点在该充电电流之后载有一输出电压。而且该调整器电路被配置以调整该临界值，使得一重迭在该输出电压上的涟波电压具有一大致固定的大小。例如，一种电源供应器可包含此种电源供应器的控制器以在一脉波频率调变的(PFM)模式期间将该输出涟波电压的大小维持在一特定的范围内，尽管在一或多个例如是输入电压、输出电压、滤波器电容、相位电感、充电电流感测的阻抗的参数上有偏离其个别的标称值的变动。

说明书

优先权主张

本申请案主张2013年12月31日申请的美国临时专利申请案号61/922， 259以及2013年9月5日申请的美国临时专利申请案号61/874，351的优先权； 该等申请案都以其整体被纳入在此作为参考。

技术领域

本申请案大致有关于电子电路，并且在本申请案中揭露的一实施例尤其有 关于一种被配置以将一输出电压的涟波维持在一特定的范围内，例如是维持在 一大致固定的位准的电源供应器的控制器。

背景技术

图1是一种电源供应器(在此为一升压转换器(有时称为一升压调节器)10) 以及一从该升压转换器接收电力的负载12的电路图。该升压转换器10转换一 输入信号(在此为一输入电压V_in)成为一经调节的输出信号(在此为一经调节的 输出电压V_out)，其中V_out>V_in；例如，V_in＝3.3伏特(V)并且V_out＝5.0V。而 且该负载12可包含任意类型的负载，例如，一像是微处理器或微控制器的整 合的计算电路。可以模型化该负载12为一单纯电阻性的阻抗，尽管所考虑的 是该负载可包含电容性及电感性的阻抗构件(也即，可被模型化为一复阻抗 (complex impedance))、可以改变其状态(例如，从一"醒着的"状态转变至一"睡 眠"状态且反之亦然)、并且因此可以改变其阻抗及电流消耗。因此，该升压转 换器10被配置以在一范围的负载阻抗及负载电流消耗上调节V_out至一设定的 电压位准。

该升压转换器10被配置以操作在至少以下的三个模式中：一连续的脉波 宽度调变的(PWM)模式、一非连续的PWM模式，以及一脉波频率调变的(PFM) 模式。在一连续的PWM模式期间，该负载12汲取一相对高的电流(例如，该 负载是"醒着的")，并且该升压转换器10切换在一具有一工作周期DPWM的 固定的切换频率f_{s_PWM}下，该升压转换器调整以调节V_out至一设定的电压位准。 在一非连续的PWM模式期间，该负载12汲取一较低的电流(例如，该负载是 在一例如是"闲置的"中间的状态中)，并且该升压转换器10持续切换在一具有 一工作周期DPWM的固定的切换频率f_{s_PWM}下，该升压转换器调整以调节V_out至一设定的电压位准。有时该连续及非连续的PWM模式全体被称为一"PWM 模式"。而在一PFM模式期间，该负载12汲取一比其在该连续的PWM模式 中所汲取的更低的电流，并且甚至可以汲取一比其在非连续的PWM模式中所 汲取的更低的电流(例如，该负载是轻的、或是"睡着的")，并且该升压转换器 10切换在一可变的频率f_{s_PFM}下，该可变的频率f_{s_PFM}依据该负载所汲取的负 载电流I_Load的位准而定。该连续及非连续的PWM模式以及该PFM模式在以 下进一步加以描述。

该升压转换器10包含电源供应器的控制电路14、一滤波器电感器16、一 切换级18、以及一输出滤波器电容器20。该升压转换器10也可包含其它构件 及电路，其为了简洁起见而被省略。这些构件中的某些个、或是其中部分可被 设置在一整合的电源供应器的控制器上；例如，该电源供应器的控制电路14 以及切换级18的构件中的某些个或是全部可被设置在此种整合的电源供应器 的控制器上。再者，该电源供应器的控制器以及任何其它未被设置在该电源供 应器的控制器上的构件中的某些个或是全部可被设置在一经封装的电源供应 器的模块内。

该电源供应器的控制电路14被配置以控制该升压转换器10的操作，以接 收该输出电压V_out以及通过该滤波器电感器16的电流I_Inductor作为回授信号， 并且产生一或多个控制该切换级18的切换信号(在此为切换电压信号 SWITCH_CHARGE及SWITCH_DISCHARGE)。

该电源供应器的控制电路14包含一振荡器21、一斜波(ramp)产生器22、 一加总比较器24、一开关器26、第一、第二、第三及第四控制回路28、30、 32及33、及一比较器35。

该振荡器21被配置以产生一具有一频率f_osc的振荡器信号(在此为一电压 OSC)，并且在连续及非连续的PWM操作模式期间提供OSC至该斜波产生器 22以及该开关器26。相对地，在一PFM模式期间，该振荡器21可不被使用， 并且因此该控制电路14可被配置以停止该振荡器21来节省电力。

该斜波产生器22被配置以产生一具有一频率f_sawtooth的锯齿波信号(在此为 一电压SAWTOOTH)，该频率f_sawtooth等于在连续及非连续的PWM操作模式期 间的振荡器频率f_osc，并且也等于该些切换信号(在此为电 压)SWITCH_CHARGE及SWITCH_DISCHARGE的频率f_{s_PWM}，使得：

(1)f_sawtooth＝f_{s_PWM}＝f_osc

相对地，在一PFM模式期间，该斜波产生器22未被使用，并且该控制电 路14可被配置以停止该斜波产生器来节省电力。

该加总比较器24包含一加总器34以及一比较器35，其在连续及非连续 的PWM模式期间被配置以合作来响应于来自该斜波产生器22的电压 SAWTOOTH、以及分别来自该第一及第二控制回路28及30的信号(在此为电 压LOOP_CONTROL_1以及LOOP_CONTROL_2)，以产生一开关信号(在此为 一开关电压SWITCHING_CONTROL)。

该开关器26包含被配置以在一连续的PWM模式期间响应于该振荡器信 号OSC以及该电压SWITCHING_CONTROL；在一非连续的PWM模式期间 响应于OSC、SWITCHING_CONTROL以及来自该比较器35的一信号(在此 为一电压ZERO_CURRENT)；以及在一PFM模式期间响应于 ZERO_CURRENT以及信号(在此为来自该控制回路32的电压 LOOP_CONTROL_3以及来自该控制回路33的电压LOOP_CONTROL_4)，来 产生该充电及放电切换电压SWITCH_CHARGE及SWITCH_DISCHARGE的 电路。

该第一控制回路28被配置为在连续及非连续的PWM模式期间有作用的 (active)，而在一PFM模式期间为无作用的(inactive)，并且除了该加总比较器 24之外，其包含一低增益的互导(gm)放大器38、一回授网络40、以及一低通 滤波器的网络42。该放大器38具有一耦接以接收一稳定的参考信号(在此为一 带隙(band-gap)导出的参考电压V_ref)(尽管未被展示，该升压转换器10可包含 一被配置以产生V_ref的产生器，例如一带隙产生器)的非反相的输入节点，并 且包含一耦接以透过该回授网络40(在此为一包含电阻器44及46的分压器) 来接收V_out的一分压(例如，缩小的)版本之反相的输入节点。而且该低通滤波 器的网络42包含电容器48及50以及一电阻器52，其提供二阶的补偿至该第 一控制回路28。在连续及非连续的PWM模式期间，该第一控制回路28的放 大器38以及网络40及42被配置以合作来响应于V_out以产生该信号(在此为一 电压)LOOP_CONTROL_1；相反地，在一PFM模式期间，该第一控制回路被 禁能(例如，通过该控制电路14有效地使得该开关器26"忽略 "LOOP_CONTROL_1)，并且该控制电路可被配置以禁能该放大器38、加总比 较器24、斜波产生器22、以及可能的振荡器21，以节省电力。

该第二控制回路30被配置为在连续及非连续的PWM模式期间有作用的， 并且在一PFM模式期间为无作用的，并且除了该加总比较器24之外，其包含 一感测构件(在此为一感测电阻器54)，其在该滤波器电感器16的充电阶段期 间提供该电感器电流的信息的回授至该第二控制回路。在连续及非连续的 PWM模式期间，该感测电阻器54被配置以转换通过该电感器16的电流I_inductor成为该信号(在此为一电压)LOOP_CONTROL_2。相反地，在一PFM模式期间， 该控制回路30被禁能(例如，通过该控制电路14有效地使得该开关器26"忽略 "LOOP_CONTROL_2)。

该第三控制回路32被配置为在连续及非连续的PWM模式期间有作用的， 并且在一PFM模式期间为有作用的，并且除了该感测电阻器54之外，其包含 一比较器56，该比较器56具有一耦接以接收该电压LOOP_CONTROL_2的非 反相的输入节点并且具有一耦接以接收一稳定的参考信号，例如一带隙导出的 参考电压I_{PEAK_REF}的反相的节点。在连续及非连续的PWM模式期间，该比较 器56被配置以响应于LOOP_CONTROL_2及I_{PEAK_REF}来产生 LOOP_CONTROL_3，以便于容许该开关器26能够通过限制该电感器电流 I_Inductor的波峰至一通过I_{PEAK_REF}所设定的可组态设定的位准以提供错误保护。 类似地，在一PFM模式期间，该比较器56被配置以响应于LOOP_CONTROL_2 及I_{PEAK_REF}来产生LOOP_CONTROL_3，以设定该PFM电感器电流I_Inductor的 波峰至一通过I_{PEAK_REF}所设定的可组态设定的位准。因此，I_{PEAK_REF}在PWM 及PFM模式中可具有不同的值；例如，比起其在连续或非连续的PWM模式 中，I_{PEAK_REF}在PFM模式中几乎总是较低的。尽管未显示在图1中，该电源 供应器的控制电路14可包含一多任务器，该多任务器具有一提供I_{PEAK_REF}至 该放大器56的反相的输入节点的输出节点，具有多个分别耦接至一个别的电 压位准I_{PEAK_REF_PWM_CONTINUOUS}、I_{PEAK_REF_PWM_DISCONTINUOUS}、以及I_{PEAK_REF_PFM}的输入节点，并且具有一耦接至该开关器26的控制节点。当该升压转换器10 操作在一连续的PWM模式中时，该开关器26控制该多任务器以耦接 I_{PEAK_REF_PWM_CONTINOUS}至该多任务器的输出节点，使得I_{PEAK_REF＝IPEAK_REF_PWM_CONTINOUS}。类似地，当该升压转换器10操作在一非连续的PWM 模式中时，该开关器26控制该多任务器以耦接I_{PEAK_REF_PWM_DISCONTINOUS}至该 多任务器的输出节点，使得I_{PEAK_REF}＝I_{PEAK_REF_PWM_DISCONTINOUS}，以及并且当 该升压转换器10操作在一PFM模式中时，该开关器26控制该多任务器以耦 接I_{PEAK_REF_PFM}至该多任务器的输出节点，使得I_{PEAK_REF＝IPEAK_REF_PFM}。或者 是，I_{PEAK_REF_PWM_DISCONTINOUS}＝I_{PEAK_REF_PWM_CONTINOUS}＝I_{PEAK_REF_PWM}，使得该 多任务器具有两个分别耦接至一个别的电压位准I_{PEAK_REF_PWM}以及 I_{PEAK_REF_PFM}的输入节点。当该升压转换器10操作在一连续或非连续的PWM 模式中时，该开关器26控制该多任务器以耦接_{IPEAK_REF_PWM}至该多任务器的 输出节点，使得I_{PEAK_REF}＝I_{PEAK_REF_PWM}；类似地，当该升压转换器10操作在 一PFM模式中时，该开关器26控制该多任务器以耦接I_{PEAK_REF_PFM}至该多任 务器的输出节点，使得I_{PEAK_REF}＝I_{PEAK_REF_PFM}。

仍然参照图1，该第四控制回路33被配置为在连续及非连续的PWM模 式期间无作用的，并且在一PFM模式期间为有作用的，并且包含一比较器57， 该比较器57具有一耦接以接收该参考电压V_ref的非反相的输入节点，并且具 有一耦接以接收来自该回授网络40的V_out的分压版本的反相的节点。在连续 及非连续的PWM模式期间，该控制回路33被禁能(例如，通过该控制电路14 有效地使得该开关器26"忽略"LOOP_CONTROL_4)，并且该控制电路可以禁 能该比较器57以节省电力；相反地，在一PFM模式期间，该比较器57被配 置以响应于该些电压V_ref以及来产生该信号(在此为一电 压)LOOP_CONTROL_4。

该比较器35包含一耦接以接收V_out的反相的输入节点以及一耦接至介于 该电感器16以及该切换级18之间的接面的非反相的输入节点，并且被配置以 在一耦接至该开关器26的输出节点上产生该信号(在此为一电 压)ZERO_CURRENT；ZERO_CURRENT只有在一晶体管60(进一步在以下叙 述)是"导通"时(也即，如同在图1中所示，在其中MOSFET 60是一PFET的状 况中，当SWITCH_DISCHARGE具有一逻辑低的位准时)才是有效的(也即， 被该开关器"认可")，并且其提供有关I_out的方向的信息至该开关器。如同在以 下叙述的，在一非连续的PWM模式以及一PFM模式期间，该比较器35被配 置以产生具有一逻辑低的位准的ZERO_CURRENT，以指出该电流I_out是零或 是小于零；并且该开关器26响应于具有一逻辑低的位准的ZERO_CURRENT 来组态设定该切换级18，使得I_out并不会流动在一从该电容器20返回通过该 切换级的相反的方向上。

仍然参照图1，该切换级18包含一电感器充电的开关(在此为一NMOS晶 体管58)，其包含一被耦接以从该开关器26接收该信号SWITCH_CHARGE的 控制节点，并且包含一电感器放电的开关(在此为该PMOS晶体管60)，其包 含一被耦接以从该开关器接收该信号SWITCH_DISCHARGE的控制节点。尽 管未显示在图1中，但可以有个别的缓冲器设置在该开关器26内的逻辑电路 以及该晶体管58及60之间；这些缓冲器可以是位在该开关器之内或是之外的。

图2是在一连续的PWM操作模式期间的通过图1的升压转换器10的电 感器16的电感器电流I_inductor相对于时间的图形。

图3是在一非连续的PWM操作模式期间的通过图1的升压转换器10的 电感器16的电感器电流I_inductor相对于时间的图形。

图4是在一PFM操作模式期间的通过图1的升压转换器10的电感器16 的电感器电流I_Inductor相对于时间的图形。

参照图1及2，该升压转换器10在一连续的PWM操作模式期间的操作 被描述。

在一连续的PWM模式期间，在该整个切换周期T_{PWM_continuous}的电感器电 流I_Inductor(t)>0。

响应于来自该振荡器21的振荡器信号OSC的一有效边缘，该斜波产生器 22将该信号SAWTOOTH转变至其最低的电压位准，并且该开关器26产生一 逻辑高的位准给该电压信号SWITCH_CHARGE，并且产生一通常等于(但可能 大于)V_out的逻辑高的位准给该电压信号SWITCH_DISCHARGE，使得该晶体 管58是导通的(也即，"导通")并且该晶体管60是未导通的(也即，"关断")。因 此，响应于OSC的该有效边缘，SAWTOOTH以及I_inductor(t)两者都开始从其个 别的最低位准斜波上升。

当从该加总器34输出的电压信号SAWTOOTH以及LOOP_CONTROL_2 的总和小于该电压信号LOOP_CONTROL_1时，该比较器36产生一逻辑低的 位准给该电压信号SWITCHING_CONTROL。

该晶体管58及60的个别的"导通"及"关断"状态是使得该电感器电流 I_Inductor从V_in流动通过该电感器16、晶体管58以及感测电阻器54。根据以下 的方程式，通过该电感器16的电流I_Inductor的变化速率dI_Inductor/dt是相关于该电 感器的电感L以及横跨该电感器的电压V_Inductor：

(2)dI_Inductor/dt＝V_Inductor/L

因此，当该晶体管58是"导通"并且该晶体管60是"关断"时，该电流 I_Inductor(t)(该变量"t"是指出该电感器电流是时间的一函数)是通过以下的方程式 给出，针对该方程式是假设该晶体管58的"导通"电压、横跨该感测电阻器54 的电压、以及该电感器16的等效串联电阻(ESR)是可忽略的：

(3)I_Inductor(t)＝I_o+(V_in/L)·t

其中I_o是当该晶体管58导通时的电感器电流I_Inductor(t)的初始值，L是该 电感器16的电感，并且t是以秒为单位的时间。因此，当该晶体管58"导通" 时，I_Iinductor(t)是以一V_in/L的固定的速率线性地从I_o斜波上升。

响应于该线性斜波的电流I_Inductor(t)，该感测电阻器54是根据以下的方程 式来有效地转换此斜波的电感器电流成为一斜波的电压LOOP_CONTROL_2：

(4)LOOP_CONTROL_2(t)＝I_Inductor(t)·R_sense＝(I_o+V_in/L·t)·R_sense

其中R_sense是该感测电阻器54的电阻。

响应于来自该加总器34的斜波的电压信号SAWTOOTH以及 LOOP_CONTROL_2的总和大于该电压信号LOOP_CONTROL_1，该比较器 36是将该电压信号SWITCHING_CONTROL转变成为一逻辑高的位准。

响应于SWITCHING_CONTROL的逻辑高的位准，该开关器26是对于该 电压信号SWITCH_CHARGE产生一逻辑低的位准(例如，零电压或是该接地 电压位准)，并且在SWITCH_DISCHARGE上产生一逻辑低的位准，使得该晶 体管58是未导通的(也即，"关断")并且该晶体管60是导通的(也即，"导通")。

该晶体管58及60的个别的"关断"及"导通"状态是使得该电感器电流 I_Inductor(t)＝I_out(t)从V_in流动通过该电感器16以及该晶体管60，并且进入到该输 出电容器20以及该负载12中。

因此，当该晶体管58是"关断"并且该晶体管60是"导通"时，该电流I_Inductor(t) ＝I_out(t)是通过以下的方程式给出，针对该方程式是假设该晶体管60的"导通" 电压以及该电感器16的ESR是可忽略的：

(5)I_Inductor(t)＝I_out(t)＝I_{peak_PWM_continuous}–((V_out–V_in)/L)·t

其中I_{peak_PWM_continuous}是当该晶体管58为关断时的电流I_Inductor(t)＝I_out(t)的 初始(波峰)值。因此，当该晶体管58是"关断"并且该晶体管60是"导通"时， I_Inductor(t)＝I_out(t)是以一(V_out-V_in)/L的速率线性地斜波下降。再者，当该晶体管 58是"关断"时，LOOP_CONTROL_2＝0，因为没有电流流过该感测电阻器54。

接着，响应于来自该振荡器21的振荡器信号OSC的下一个有效边缘，该 开关器26是对于SWITCH_DISCHARGE产生一逻辑低的位准，并且对于 SWITCH_CHARGE产生一逻辑高的位准，并且该斜波产生器22是重新开始 该锯齿波SAWTOOTH(这些动作是使得SWITCHING_CONTROL转变成为一 逻辑低的位准)，因而上述的循环(cycle)是重复。

总之，在一连续的PWM模式期间，在一稳定的状态中，该斜波产生器 22以及该第二控制回路30是使得该电感器电流I_Inductor(t)在该连续的PWM切 换周期T_{PWM_continuous}的一部分T_{on_PWM_continuous}期间从一初始值I_o上升一波峰值 I_{peak_PWM_continuous}，并且在该切换周期T_{PWM_continuous}的一部分T_{off_PWM_continuous}＝ T_{PWM_continuous}–T_{on_PWM_continuous}期间使得该电流I_Inductor(t)从I_{peak_PWM_continuous}下降 到I_o。而且，因为在T_{on_PWM_continuous}期间I_Inductor(t)是增加的，因此有时称为此 是充电产生在该电感器16的核心中的磁场；因此，在T_{on_PWM_continuous}期间， 可以将该电流I_Inductor(t)称为一"充电"或是"充电的"电流。同样地，因为在 T_{off_PWM_continuous}期间I_Inductor(t)是减少的，因此有时称为此是放电产生在该电感 器16的核心中的磁场；因此，在T_{off_PWM_continuous}期间，可以将该电流I_Inductor(t) 称为一"放电"或是"放电的"电流。

再者，在一连续的PWM模式期间，该升压转换器10是以一通过以下的 方程式给出的工作周期D_{PWM_continuous}来切换：

(6)D_{PWM_continuous}＝T_{on_PWM_continuous}/(T_{on_PWM_continuous}+T_{off_PWM_continous})＝ (V_out–V_in)/V_out

再者，在一连续的PWM模式期间，该升压转换器10的升压增益V_out/V_in系藉由以下的方程式来给出：

(7)V_out/V_in＝1/(1-D_{PWM_continuous})

仍然参照图1及2，在上述的连续的PWM模式的切换循环期间，该升压 转换器10的第一控制回路28系在负载瞬时期间作用以将V_out驱动朝向 并且在该负载12的一稳定状态的状况期间维持V_out在每个循环 期间的平均值等于

例如，假设在一连续的PWM模式期间，该负载12显着地降低其在一相 当短的时间期间上所汲取的电流I_Load(t)；此有时被称为一负载释放的瞬时。因 为该控制回路28具有一有限的带宽并且该电感器电流需要时间来扭转(slew) 至一新的位准，因此该控制电路14无法产生I_out(t)以使得其瞬间追踪此在I_Load(t) 上的缩减；因此，I_out(t)的多余的量是流入该滤波器电容器20之中并且充电该 滤波器电容器20，并且因此使得V_out上升到超过此在V_out上的 增加是使得在该放大器38的反相的节点的电压增加到超过V_ref，并且因此使 得该放大器吸收(sink)一电流到其输出节点中，因此其是放电该网络42的电容 器48及50，产生一横跨电阻器52的负电压，并且使得该电压 LOOP_CONTROL_1的位准下降。此在LOOP_CONTROL_1上的减低是容许 该电压信号SAWTOOTH以及LOOP_CONTROL_2的总和能够在该连续的 PWM模式的切换周期T_{PWM_continuous}期间的一较短的时间内超过 LOOP_CONTROL_1，并且因此在该工作周期D_{PWM_continuous}上造成一缩减；并 且因为T_{PWM_continuous}是固定的，一在D_{PWM_continuous}上的缩减是在该晶体管58 的导通时间T_{on_PWM_continuous}上造成一缩减。而且此在该工作周期D_{PWM_continuous}上的缩减也降低该电感器电流I_Inductor(t)＝I_out(t)的波峰，并且增加该电感器电流 在该循环的结束前可以放电的时间量。此和将会作用以下拉V_out的该负载一起 是容许V_out能够朝向减低。当V_out大致等于时，该第 一控制回路28将会恢复以维持V_out大致等于其中该放大器38 最终保持该电压LOOP_CONTROL_1的位准稳定在一个新的值。

相反地，假设该负载12显着地增加其在一相当短的时间期间上所汲取的 电流I_Load(t)；此有时被称为一负载插入的瞬时。因为该控制回路28具有一有 限的带宽，并且因为该电感器电流需要时间来斜波变化至该新的位准，因此该 控制电路14无法产生I_out(t)以使得其瞬间追踪此在I_Load(t)上的增加；因此，该 滤波器电容器20是供应I_Load(t)的多余的量并且因此放电，因而使得V_out下降 到低于此在V_out上的减低是使得在该放大器38的反相的节点的 电压下降到低于V_ref，并且因此使得该放大器从其输出节点供应一电流，因此 充电该网络42的电容器48及50并且形成一横跨电阻器52的正电压，此是使 得该电压LOOP_CONTROL_1的位准上升。此在LOOP_CONTROL_1上的增 高是增加该电压信号SAWTOOTH以及LOOP_CONTROL_2的总和超过该电 压信号LOOP_CONTROL_1所需的切换周期T_{PWM_continuous}的部分，并且因此增 长该工作周期D_{PWM_continuous}，也即该晶体管58的导通时间T_{on_PWM_continuous}。而 且此在该工作周期D_{PWM_continuous}上的增长是增加该波峰电感器电流 I_{peak_PWM_continuous}，并且因此增加该电感器电流I_Inductor(t)＝I_out(t)的波峰。一旦该 增加是充足的，则此是使得V_out朝向增加。当V_out大致等于 时，该第一控制回路28将会恢复，该放大器38将会停止供应一 输出电流，并且该控制电压LOOP_CONTROL_1最终将会稳定化并且维持V_out 大致等于

总之，在一连续的PWM模式期间，响应于一在该负载电流I_Load(t)上的瞬 时，该第一控制回路28是将V_out驱动朝向并且响应于一稳定状 态的负载电流I_Load(t)，该第一控制回路是维持V_out大致等于

参照图1及3，升压转换器10在一非连续的PWM操作模式期间的操作 是被描述。

在一非连续的PWM模式期间，对于该切换周期T_{PWM_discontinous}＝ T_{PWM_continuous}的至少一部分T_{zero_inductor_current}，该电感器电流I_Inductor(t)＝0。

该升压转换器10在一非连续的PWM模式期间的操作是类似于如上所述 的升压转换器在一连续的PWM模式期间的操作，但其中至少有以下的四个差 异。

首先，在该开关器26响应于该振荡器信号OSC来将该晶体管58再次导 通之前，该电感器电流I_Inductor(t)在该时间T_{zero_inductor_current}是等于零；该电流 I_Inductor(t)等于零通常是指出I_Load(t)是小于其在一连续的PWM模式期间的值。

其次，响应于I_Inductor(t)下降到零(或甚至在一相当短的时间期间是稍微低于 零)，该比较器35的输出是从一逻辑高的位准转变至一逻辑低的位准。

第三，为了避免一逆向电流从该滤波器电容器20流动返回通过该晶体管 60，该开关器26是响应于该比较器35的输出的逻辑高至逻辑低的转变来关断 该晶体管60，此根据上述为指出I_out(t)＝0，使得该晶体管58及60两者在该 时间T_{zero_inductor_current}期间都是关断的。

而且第四，尽管有该零电感器电流的时间T_{zero_inductor_current}，但是以下为上 述的方程式(6)及(7)的对等部分的方程式仍然为真：

(8)D_{PWM_discontinous}＝T_{on_PWM_discontinous}/(T_{on_PWM_discontinous}+T_{off_PWM_discontinous}) ＝(V_out–V_in)/V_out

再者，在一非连续的PWM模式期间，该升压转换器10的升压增益V_out/V_in是通过以下的方程式被给出：

(9)V_out/V_in＝1/(1-D_{PWM_discontinous})

在该负载12过轻而无法用于一连续的PWM模式、但又过重而无法用于 一PFM模式时的稳定状态的操作期间，该升压转换器10可以保持在一非连续 的PWM模式中。当该负载12变成足够轻到可以用于一PFM模式时，若该升 压转换器10是在一非连续的PWM模式中，则该升压转换器可以从该非连续 的PWM模式转变至该PFM模式。而且当该负载12变成足够轻到可以用于一 PFM模式时，若该升压转换器10是在一连续的PWM模式中，则该升压转换 器可从该连续的PWM模式，透过一非连续的PWM模式，而转变至该PFM 模式。类似地，若该升压转换器10是在一PFM模式中并且该负载12变成足 够重到可以让该升压转换器操作在一非连续的PWM模式中，则该升压转换器 可以从该PFM模式转变至该PWM模式。而且若该升压转换器10是在一PFM 模式中并且该负载12变成足够重到可以让该升压转换器操作在一连续的 PWM模式中，则该升压转换器可从该PFM模式，透过一非连续的PWM模式， 而转变至该连续的PWM模式。

参照图1及4，升压转换器10在一PFM操作模式期间的操作是被描述。

在一PFM模式期间，该切换频率f_{s_PFM}以及因此该切换周期T_PFM＝1/f_{s_PFM}是依据该负载12而定；换言之，随着该负载电流I_Load(t)增加，该切换频率f_{s_PFM}是增高并且该切换周期T_PFM是减小，而随着I_Load(t)减小，f_{s_PFM}是减低并且T_PFM是增加。

如上所述，该升压转换器10是被配置以在轻负载的状况期间进入该PFM 模式来增加转变效率。再者，该第一及第二控制回路28及30、以及该振荡器 21、斜波产生器22及加总比较器24可被禁能，以例如是节省电力。

在T_PFM期间，当该晶体管58及60两者是关断时，该比较器57是有效地 监视V_out。

接着，响应于V_out下降到低于该比较器57是将其输出从一 逻辑低的位准转变至一逻辑高的位准。

接着，响应于该比较器57的输出的逻辑低的位准至逻辑高的位准的转变， 该开关器26是导通该晶体管58并且维持该晶体管60为关断的，使得一充电 电流I_Inductor(t)流过该电感器16、导通的晶体管58以及感测电阻器54；该充电 电感器电流I_Inductor(t)是根据在I_o＝0之下的方程式(3)来斜波上升。

当该电压信号LOOP_CONTROL_2＝R₅₄·I_Inductor<I_{peak_ref}时，该比较器56 是对于LOOP_CONTROL_3产生一逻辑低的位准，该开关器26是响应于此来 维持该晶体管58为导通的，并且维持该晶体管60为关断的。

接着，响应于LOOP_CONTROL_2≥I_{peak_ref}，其会发生在I_inductor超出 I_{peak_PFM}＝I_{peak_ref}/R₅₄时，该比较器56是对于LOOP_CONTROL_3产生一逻辑 高的位准，该开关器26是响应于此来在一时间T_{off_PFM}关断该晶体管58并且 导通该晶体管60，使得该电感器电流I_Inductor(t)＝I_out(t)是根据以下的方程式来 斜波下降：

(10)I_Inductor(t)＝I_{peak_PFM}–((V_out–V_in)/L)·t

接着，响应于I_Inductor(t)≤0，该比较器35是将其输出从一逻辑高的位准 转变至一逻辑低的位准，并且响应于此逻辑高的位准至逻辑低的位准的转变， 该开关器26是关断该晶体管60以避免一逆向的放电电流–I_out(t)从该电容器20 流动并且返回通过该晶体管60。

该开关器26是维持该晶体管58及60为关断的，直到该比较器57侦测到 V_out已经下降到低于为止，该升压转换器10是在该时点重复上述 的PFM循环。

因此，由于该电感器电流I_inductor在一PFM模式中是维持一固定的波形， 因此该开关器26切换该晶体管58及60所在的切换频率f_{s_PFM}是成比例于该负 载电流I_Load(t)，使得f_{s_PFM}是随着I_Load(t)而降低，并且因此该升压转换器10是 更有效率的，因为在相同的负载位准下，其是在每次切换事件传递比在一非连 续的PWM模式中所将会传递的更多的能量。在切换循环上的缩减是产生较少 的切换损失，同时也利用在低电感器电流下的导通损失是小的实际状况，此是 容许该升压转换器10能够以一较高的转变效率来操作。

参照图1–4，升压转换器10在从一连续或非连续的PWM模式转变至一 PFM模式、以及从一PFM模式转变至一连续或非连续的PWM模式期间的操 作是被描述。其是假设从一连续的PWM模式转变至一PFM模式，该升压转 换器10是首先转变至一非连续的PWM模式，而接着转变至该PFM模式；因 此，在以下只有从一非连续的PWM模式转变至一PFM模式被详细地描述。 同样地，其是假设从一PFM模式转变至一连续的PWM模式，该升压转换器 10是首先转变至一非连续的PWM模式，而接着转变至该连续的PWM模式； 因此，在以下只有从一PFM模式至一非连续的PWM模式的转变被详细地描 述。

在一非连续的PWM模式期间，利用从图1被省略的习知电路的控制电路 14是监视该电感器电流I_Inductor的波峰I_{peak_PWM_discontinous}或是该电感器电流 I_Inductor的平均I_{avg_PWM_discontinous}，并且当该监测到的电流小于或等于一设定的 PWM至PFM的临界值时，将该升压转换器10转变至该PFM模式。

而且在一PFM模式期间，利用从图1被省略的习知电路的控制电路14 是监视该PFM切换频率f_{s_PFM}，并且当f_{s_PFM}大于或等于一设定的最大PFM切 换频率临界值f_{s_PFM_max}时，将该升压转换器10转变至一非连续的PWM模式。 或者是，利用从图1被省略的习知电路的控制电路14是监视V_out，并且当V_out小于或等于一设定的最小临界值时，将该升压转换器10转变至一非连续的 PWM模式。

再次参照图1–4，该升压转换器10以及其所用的操作方式可能有一些问 题。

例如，一第一问题可能是在从一PFM模式至一非连续的PWM模式的转 变之际，当该第一控制回路28重新获得一用于LOOP_CONTROL_1的电压位 准以使得V_out大致等于(或是V_ref的某个其它倍数)时，该控制电路 14可能在一PFM模式期间是停止的，V_out可能会遭受到一瞬时"突波(glitch)"。

一第二问题可能是被重迭在V_out上并且是由该电感器电流I_inductor(t)斜波上 升及下降以及I_load在I_inductor并未传递电流至V_out的期间放电C_out的影响所引起 的输出涟波电压V_ripple(未显示在图1-4中)可能会非常相依于例如是V_in及V_out的量，并且因此可能会随着在V_in及V_out上的改变而显着地变化。

而且一第三问题可能是响应于感测该电感器电流I_Inductor(t)的一波峰、平均 或是其它属性以从一非连续的PWM模式转变至一PFM模式可能会导致在一 相当不精确的负载点、或是一随着各处而改变的负载点，也即一可能是显着地 不同于一所设计或者是所预期的标称转变负载点的负载点下转变至一PFM模 式，并且可能会导致一变化的磁滞带(hysteresis band)，也即一显着地不同于一 所设计或者是所预期的标称磁滞带的带。因为此的缘故，该磁滞带可能需要被 做成大于理论上所需的。而且，对于一特定的负载而言，此种大于所需的磁滞 带可能会使得该升压转换器10因为留在一位于此大于所需的磁滞带内的负载 位准的一较低效率的模式中而牺牲到效率。

发明内容

在一实施例中，一种电源供应器的控制器包括切换电路以及一调整器电路。 该切换电路被配置以使得一充电电流流动，直到该充电电流具有一相对一临界 值的预设的关系为止，并且使得一放电电流流向一输出节点，该输出节点在该 充电电流之后载有一输出电压。而且该调整器电路被配置以调整该临界值，使 得一重迭在该输出电压上的涟波电压具有一大致固定的大小。

本发明的实施例提供一种电源供应器的控制器，其包括：

切换电路，其被配置

以使得一充电电流流动，直到该充电电流具有一相对一临界值的预设的关 系为止，以及

以使得一放电电流流向一输出节点，该输出节点在该充电电流之后载有一 输出电压；以及

一调整器电路，其被配置以调整该临界值，使得一重迭在该输出电压上的 涟波电压具有一大致固定的大小。

其中，其进一步包括一被配置以侦测该充电电流具有相对该临界值的该预 设的关系的比较器。

其中，该切换电路被配置以通过控制该些充电及放电电流发生所在的一频 率来调节该输出电压。

其中，该切换电路被配置以使得该些充电及放电电流流过一电感器。

其中，该调整器电路被配置以响应于该输出电压来调整该临界值。

其中，该调整器电路被配置以响应于一输入电压来调整该临界值。

其中，该调整器电路被配置以响应于一输入电压以及该输出电压来调整该 临界值。

其中，该调整器电路被配置以调整该临界值，使得该涟波电压具有一大致 固定的波峰至波峰的值。

本发明的实施例还提供一种电源供应器，其包括：

一被配置以接收一输入电压的输入节点；

一被配置以载有一输出电压的输出节点；

一参考节点；

一耦接至该输入节点的电感器；

切换电路，其被配置

以产生一从该输入节点，通过该电感器，并且流向该参考节点的充电电流， 以及

以回应于该充电电流具有一相对一临界值的关系来产生一从该输入节点， 通过该电感器，流向该输出节点的放电电流；以及

一调整器电路，其被配置以调整该临界值，使得一在该输出节点的涟波电 压具有一大致固定的大小。

其中，该调整器电路被配置以通过控制该切换电路产生该些充电及放电电 流所在的一频率来调节一在该输出节点的输出电压。

其中，该调整器电路被配置以响应于该电感器的一电感来调整该临界值。

其进一步包括：

一耦接至该输出节点的电容器；以及

其中该调整器电路被配置以响应于该电容器的一电容来调整该临界值。

其中，该调整器电路被配置以通过调整一代表该临界值的信号的一位准来 调整该临界值。

本发明的实施例还提供一种系统，其包括：

一电源供应器，其包含

一被配置以接收一输入电压的输入节点，

一被配置以载有一输出电压以及一重迭在该输出电压上的涟波电压的输 出节点，

一参考节点，

一耦接至该输入节点的电感器，

切换电路，其被配置

以在一充电期间产生一从该输入节点，通过该电感器，并且流向该参考节 点的充电电流，以及

以在一放电期间回应于该充电电流具有一相对一临界值的预设的关系来 产生一从该输入节点，通过该电感器，流向该输出节点的放电电流，以及

一调整电路，其被配置以调整该临界值，使得该涟波电压的一大小大致等 于一常数；以及

一耦接至该输出节点的负载。

其中，该电源供应器包含一被配置以产生具有一比该输入电压高的大小的 该输出电压的升压电源供应器。

其中，该负载包含一微处理器以及一微控制器中的至少一个。

其中，该负载包含一显示器。

本发明的实施例还提供一种方法，其包括：

产生一充电电流；

回应于该充电电流具有一相对一临界值的预设的关系来产生一放电电流； 以及

调整该临界值，使得由该放电电流所产生的一涟波电压具有一大致固定的 大小。

其中，产生该充电电流包含：

从大约零开始该充电电流；以及

产生该充电电流，直到该充电电流具有一大小是大于或等于该临界值为止。

其中，产生该放电电流包含产生该放电电流直到该放电电流大致等于零为 止。

其中，调整该临界值包含回应于产生该充电电流所响应的一输入电压、一 响应该放电电流所产生的输出电压、该些充电及放电电流流过的一电感器的一 电感、以及一滤波该输出电压的电容器的一电容中之至少一个来调整该临界值。

其中，调整该临界值包含调整该临界值以使得一由该放电电流所产生的涟 波电压具有一大致固定的波峰至波峰的大小。

本发明的实施例还提供一种储存指令的非瞬时的计算机可读取的媒体，当 该些指令通过一计算装置加以执行时使得该计算装置或是另一在该计算装置 的控制下的装置：

产生一充电电流；

回应于该充电电流具有一相对一临界值的预设的关系来产生一放电电流； 以及

调整该临界值以使得一由该放电电流所产生的涟波电压具有一大致固定 的大小。

调整该临界值以使得一由该放电电流所产生的涟波电压具有一大致固定 的大小。

例如，一种电源供应器可包含此种电源供应器的控制器以在一脉波频率调 变的(PFM)模式期间将该输出涟波电压的大小维持在一特定的范围内，尽管在 一或多个例如是输入电压、输出电压、滤波器电容、相位电感、充电电流感测 的阻抗、以及负载的参数上有偏离其个别的标称值的变动。该些变动可能是发 生在一个别的电源供应器的操作期间(例如，因为在温度、输入电压以及负载 上的变化所引起)的动态的变动。或者是，这些变动可能是随着电源供应器的 不同的比较上的变动(例如，制程上的变异以及不同的设计参数，例如不同的 输出电压、输入电压、以及频率响应)。

附图说明

图1是一电源供应器以及一从该电源供应器接收电力的负载的图。

图2是在一连续的脉波宽度调变的(PWM)操作模式期间，图1的电源供应 器的电感器电流相对于时间的图形。

图3是在一非连续的PWM操作模式期间，图1的电源供应器的电感器电 流相对于时间的图形。

图4是在一脉波频率调变的(PFM)操作模式期间，图1的电源供应器的电 感器电流相对于时间的图形。

图5是根据一实施例的一种电源供应器以及一从该电源供应器接收电力 的负载的图，其可以比图1的电源供应器所能够的更平顺地从该PFM模式转 变至一PWM模式。

图6是根据一实施例的就在从PFM模式至一非连续的PWM模式的一转 变之前以及之后，图5的电源供应器的电感器电流相对于时间的图形。

图7是根据一实施例的就在从一PFM模式至一非连续的PWM模式的一 转变之前以及之后，图5的电源供应器的电感器电流相对于时间以及图5的电 源供应器为了该转变而使用以平衡(poise)该电源供应器的一部分的一虚拟的 电感器电流的图形。

图8是根据一实施例，在一PFM模式期间针对于一些输入信号的位准的 图1的电源供应器的电感器电流相对于时间的一些图形。

图9是根据一实施例的图1的电源供应器在一PFM模式中的每一循环传 递至该负载的正规化的电荷量相对于该输入信号的位准的图形。

图10是根据一实施例的一种电源供应器以及一从该电源供应器接收电力 的负载的图，其可以比图1及5的电源供应器所能够的更正确地从该PWM模 式转变至该PFM模式。

图11是根据一实施例，在一PFM模式期间针对于一些输入信号的位准的 图10的电源供应器的电感器电流相对于时间的一些图形。

图12是根据一实施例的图10的电源供应器在一PFM模式中的每一循环 传递至该负载的正规化的电荷量相对于该输入信号的位准的图形。

图13是根据另一实施例的图10的电源供应器在一PFM模式中的每一循 环传递至该负载的正规化的电荷量相对于该输入信号的位准的图形。

图14是根据一实施例的图5及10的电源供应器可内含以设定在该经调节 的输出信号上的涟波的大小的一涟波控制电路之图。

图15是根据另一实施例的图5及10的电源供应器可内含以设定在该经调 节的输出信号上的涟波的大小的涟波控制电路的图。

图16是根据一实施例的就在从一非连续的PWM模式至一PFM模式的一 转变之前以及之后，图10的电源供应器的电感器电流相对于时间的图形。

图17是根据一实施例的一种可包含图5及10的电源供应器中的一或多个 系统的图。

附图标记说明：

10 升压转换器

12 负载

14 电源供应器的控制电路

16 滤波器电感器

18 切换级

20 输出滤波器电容器

21 振荡器

22 斜波产生器

24 加总比较器

26 开关器

28 第一控制回路

30 第二控制回路

32 第三控制回路

33 第四控制回路

34 加总器

35 比较器

36 比较器

38 互导放大器

40 回授网络

42 低通滤波器的网络

44 电阻器

46 电阻器

48 电容器

50 电容器

52 电阻器

54 感测电阻器

56 比较器

57 比较器

58  NMOS晶体管

60  PMOS晶体管

70  升压转换器

72  电感器电流I_Inductor(t)

74  电感器电流I_Inductor(t)

76  虚拟的非连续的PWM电感器电流I_Inductor(t)

80  控制信号的调整器

82  乘法器

84  乘法器

86  多任务器

88  多任务器

90  开关

100 PFM脉波

102 PFM脉波

104 PFM脉波

110 升压转换器

112 PFM脉波

114 PFM脉波

116 PFM脉波

120 涟波调整的电路

122 差动放大器级

124 模拟至数字转换器(ADC)

126 计算电路

128 内存

130 数字至模拟转换器(DAC)

140 涟波调整的电路

142 查找表

150 PWM脉波

152 PFM脉波

154 PWM脉波

160 系统/装置

162 计算电路

164 处理器

166 输入装置

168 输出装置

170 数据储存的装置

172 显示器

具体实施方式

参照图5-7，根据一实施例的一种用于减轻至少上述的第一问题的升压转 换器及技术被描述。

图5是一升压转换器70的图，其根据一实施例而被配置以平衡其部分中 的至少一个(例如，一控制回路)，因而在从一PFM模式至一非连续的PWM模 式的转变之后，相较于图1的升压转换器10，V_out是遭受到很小或是没有转变 所引起的瞬时振幅改变、或是至少遭受到一降低的转变所引起的瞬时。

图6是根据一实施例，就在转变至一非连续的PWM模式之前的一PFM 模式期间的一电感器电流I_Inductor(t)72相对于时间、以及就在从该PFM模式转 变之后的一非连续的PWM模式期间的一电感器电流I_Inductor(t)74相对于时间的 图形。

而且图7是该图6的图形再增加一虚拟的非连续的PWM电感器电流 I_Inductor(t)76相对于时间的一图形；该升压转换器70是有效地使用此虚拟的电 流来平衡该升压转换器的至少一控制信号的位准在一个别的值，其是降低或消 除V_out响应于一PFM至非连续的PWM的转变原本可能会遭受到的一振幅"突 波"或是瞬时。该虚拟的非连续的PWM电感器电流I_Inductor(t)76是在以下进一 步加以叙述。

参照图5，根据一实施例，该升压转换器70是类似于图1的升压转换器 10，其中相同的组件符号是指该些升压转换器10及70共同的构件。

但是除了内含在该升压转换器10中的构件之外，该升压转换器70是包含 一控制信号的调整器80、乘法器82及84、多任务器86及88、以及一开关90。

该控制信号的调整器80是具有一耦接至该开关器26的输入节点以及一耦 接至该网络42的输出节点。在一PFM模式期间，该控制信号的调整器80是 被配置以施加一状况(在此为一电压位准)至该网络42，该状况是若该升压转换 器70是操作于一就在一PFM至非连续的PWM的转变之后的非连续的PWM 模式中该网络会有的状况。例如，该调整器80可包含一数字至模拟转换器 (DAC)或是一充电泵，其是被配置以施加一电压位准至该网络42，该电压位准 是若该升压转换器70是在会发生该PFM至非连续的PWM的转变(即如会在 以下更详细描述者)的负载电流I_Load(t)下而操作在一非连续的PWM模式中时， 该电压信号LOOP_CONTROL_1将大致会有的电压位准。如同在以下叙述的， 通过维持LOOP_CONTROL_1在一PFM至非连续的PWM的转变之前的电压 位准大致等于LOOP_CONTROL_1就在该PFM至非连续的PWM的转变之后 若该升压转换器70在该离开(exit)电流下是操作在一非连续的PWM模式中时 会有的电压位准，该第一控制回路28是在一PFM至非连续的PWM的转变之 后被平衡以维持V_out在其经调节的位准，其中由该第一控制回路响应于此种转 变而需要重新获得LOOP_CONTROL_1的完整位准所引起的一瞬时会有所缩 减(相较于图1的升压转换器10)或消除。

该些乘法器82及84是分别被配置以将该些电压信号SAWTOOTH以及 LOOP_CONTROL_2缩放(scale)一缩放因子S，并且该些多任务器86及88是 分别被配置以在连续及非连续的PWM模式期间将SAWTOOTH以及 LOOP_CONTROL_2的未缩放的版本耦接至该加总放大器24，并且在一PFM 模式期间将SAWTOOTH以及LOOP_CONTROL_2的缩放后的版本耦接至该 加总放大器。根据一实施例，该缩放因子S的值的决定是在以下结合图6来加 以描述。

而且该开关90是被配置以在连续及非连续的PWM模式期间将该放大器 38耦接至该网络42，并且在一PFM模式期间将该网络42从该放大器38解除 耦接(uncouple)。此种解除耦接是容许该控制信号的调整器80能够在一PFM 模式期间，在没有来自该放大器38的干扰下设定该电压LOOP_CONTROL_1 的位准，而在连续及非连续的PWM模式中，该控制信号的调整器是被禁能， 因而对于该电压LOOP_CONTROL_1的位准并没有影响。

根据一实施例，该缩放因子S是被设定成该波峰电感器电流 I_{peak_PWM_discontinous}相对该波峰电感器电流I_{peak_PFM}的比例，其中I_{peak_PWM_discontinous}是就在一PFM至非连续的PWM的转变之后的一非连续的PWM模式期间通 过该电感器16的波峰电流，并且I_{peak_PFM}是就在该PFM至非连续的PWM的 转变之前的一PFM模式期间通过该电感器的波峰电流。换言之：

(11)S＝I_{peak_PWM_discontinous}/I_{peak_PFM}

使得

(12)S·LOOP_CONTROL_2@I_{peak_PFM}＝

LOOP_CONTROL_2@I_{peak_PWM_discontinous}

通过在一PFM模式期间以S来缩放SAWTOOTH以及 LOOP_CONTROL_2两者，响应于该开关器26的控制信号的调整器80可以设 定LOOP_CONTROL_1的值，因而LOOP_CONTROL_1是使得 SWITCHING_CONTROL在和若该升压转换器70是操作于就在一PFM至非连 续的PWM的转变之后的一非连续的PWM模式中时会转变的时间大约同时来 转变。换言之，如此以S来缩放SAWTOOTH以及LOOP_CONTROL_2并且 如此设定LOOP_CONTROL_1的值是使得LOOP_CONTROL_1以及 SWITCHING_CONTROL大致具有这些信号就在一PFM至非连续的PWM的 转变之后要维持V_out为调节的所需的振幅以及转变时序。

参照图5-6，根据一实施例的该值S的决定是被描述。

尽管在一整个PFM模式中，该电感器电流I_Inductor(t)的波峰I_{peak_PFM}的值是 通过检视而已知为等于I_{peak_ref}/R₅₄[如上结合图1–4所述，R₅₄是电阻器54的 值，并且I_{peak_ref}是在一PFM模式期间输入至该比较器56的反相的输入节点的 一参考电压]，但是I_{peak_PWM_discontinous}的值是依据该负载12而定；因此，由于 I_{peak_PWM_discontinous}可能并不具有一已知的值，因而吾人通常无法利用方程式(11) 来对于S决定一值，因为当该升压转换器70是在该PFM模式中时， I_{peak_PWM_discontinous}的值是不可预测的。

因此，为了决定S，吾人可以做以下的假设。

首先，该升压转换器70在一非连续的PWM模式期间的切换频率 f_{s_PWM_discontinous}是具有一已知固定的值；相对地，在一PFM模式期间的切换频 率f_{s_PFM}是依据该负载12而定，并且因此并不具有一已知固定的值。

其次，因为f_{s_PFM}是该升压转换器70在一PFM模式期间的切换频率，因 此就在一PFM至非连续的PWM的转变之前，f_{s_PFM}是具有其最高频，其是在 以下被称为"最大的PFM频率"f_{s_PFM_max}。

第三，就在该PFM至非连续的PWM的转变之前的负载电流I_Load(t)是大 致等于就在该PFM至非连续的PWM的转变之后的I_Load(t)。

第四，因为I_Load(t)是被假设在该PFM至非连续的PWM的转变之前以及 之后是大致相同的，因此为了提供在V_out上有很小或是没有转变所引起的瞬时 的一平顺的转变，该升压转换器70就在该PFM至非连续的PWM的转变之前 的最大切换频率f_{s_PFM_max}下的每个PFM周期T_PFM传递至该负载12的电荷是 被假设是大致相等就在该PFM至非连续的PWM的转变之后的每一相同的时 间T_PFM被传递至该负载的平均电荷。

第五，就在该PFM至非连续的PWM的转变之前以及之后的V_in、V_out以 及L是被假设具有相同的值。

而且第六，f_{s_PWM_discontinous}以及f_{s_PFM_max}是通过以下的方程式来加以关连 的：

(13)f_{s_PWM_discontinous}＝f_{s_PFM_max}·N

(14)f_{s_PWM_discontinous}/f_{s_PFM_max}＝N

其中N是任何大于1的实数。

至少部分是根据这些假设下，可以如下地在就在该PFM至非连续的PWM 的转变之前的I_{peak_PFM}以及就在该PFM至非连续的PWM的转变之后的 I_{peak_PWM_discontinous}之间导出一关系。

由于该电感器电流的线性扭转，在一PFM脉波期间以f_{s_PFM_max}被传递至 该负载12以及该输出电容器20的组合的电荷是流入该输出电容器以及该负载 之中的平均电流I_{avg_out}乘上该输出电流I_out流入该输出电容器以及负载之中的 时间t_{off_PFM}。因此，此每个PFM脉波的电荷Q_{PFM_pulse}是通过以下的方程式被 给出：

(15)Q_{PFM_pulse}＝1/2·I_{peak_PFM}·t_{off_PFM}

因此，在该PFM切换周期T_PFM期间被传递至该输出电容器20以及该负 载12的组合的每秒的平均电荷，也即该平均电流I_{avg_PFM}是通过以下的方程式 被给出：

(16)I_{avg_PFM}＝Q_{PFM_pulse}/T_PFM＝1/2·I_{peak_PFM·toff_PFM}/T_PFM

类似地，就在该PFM至非连续的PWM的转变之后的一非连续的PWM 模式中，在一非连续的PWM的切换周期T_{PWM_discontinous}期间被传递至该输出电 容器20以及该负载12的组合的每秒平均电荷，也即该平均电流 I_{avg_PWM_discontinous}可以利用一类似的方法而被计算出，并且通过以下的方程式被 给出：

(17)I_{avg_PWM_discontinous}＝

Q_{PWM_pulse_discontinous}/T_{PWM_discontinous}＝

(1/2·I_{peak_PWM_discontinous}·t_{off_PWM_discontinous})/T_{PWM_discontinous}

但是，方程式(17)可以从方程式(14)而被写成：

(18)I_{avg_PWM_discontinous}＝Q_{PWM_pulse_discontinous}/T_{PWM_discontinous}＝

(1/2·I_{peak_PWM_discontinous}·t_{off_PWM_discontinous})/(T_PFM/N)

如上所述，因为假设就在一PFM至非连续的PWM的转变之前的I_{avg_PFM}是等于就在此种转变之后的I_{avg_PWM_discontinous}，因此可以从方程式(16)及(18)获 得以下的等式：

(19)1/2·I_{peak_PFM}·t_{off_PFM}/T_PFM＝

1/2·I_{peak_PWM_discontinous}·t_{off_PWM_discontinous}/(T_PFM/N)

重新整理在方程式(19)中的项是得到：

(20)1/2·I_{peak_PFM}·t_{off_PFM})/T_PFM＝

1/2·N·I_{peak_PWM_discontinous}·t_{off_PWM_discontinous}/T_PFM

因为就在一PFM至非连续的PWM的转变之前以及之后的V_in、V_out以及 L根据上述可以被假设是相同的，因此t_{off_PFM}以及t_{off_PWM_discontinous}是分别通过 以下的方程式来加以表示：

(21)t_{off_PFM}＝I_{peak_PFM}·L/(V_out–V_in)

(22)t_{off_PWM_discontinous}＝I_{peak_PWM_discontinous}·L/(V_out–V_in)

将来自方程式(21)及(22)的t_{off_PFM}以及t_{off_PWM_discontinous}的值代入方程式(20) 是得到以下的方程式：

(23)1/2·I_{peak_PFM}·I_{peak_PFM}·L/(V_out–V_in)/T_PFM＝

1/2·N·I_{peak_PWM_discontinous}·I_{peak_PWM_discontinous}·L/(V_out-V_in)/T_PFM

消去在方程式(23)中共同的项是得到以下的方程式：

(24)I_{peak_PFM}²＝N·I_{peak_PWM_discontinuous}²

而且将方程式(24)的两边取平方根并且重新整理该些项是得到以下的在 就在一PFM至非连续的PWM的转变之前的I_{peak_PFM}以及就在该PFM至非连 续的PWM的转变之后的I_{peak_PWM_discontinous}之间的关系：

$\left(25\right)---I_{\mathrm{peak}\_\mathrm{PWM}\_\mathrm{discontinous}}=I_{\mathrm{peak}\_\mathrm{PFM}}/\sqrt{N}$

$\left(26\right)---I_{\mathrm{peak}\_\mathrm{PWM}\_\mathrm{discontinous}}=I_{\mathrm{peak}\_\mathrm{PFM}}=S=\sqrt{\frac{1}{N}}$

因此，设定S等于1除以就在一PFM至非连续的PWM的转变之前以及 之后的PFM_max以及非连续的PWM的频率的比例的平方根是容许该升压转 换器70能够平衡本身，明确地说是平衡该电压信号LOOP_CONTROL_1，以 用于从一PFM模式至一非连续的PWM模式的一平顺的转变，使得在V_out上 有最小或是没有转变所引起的瞬时。此种LOOP_CONTROL_1的平衡是在以 下更详细被描述。

参照图5-7，根据一实施例，该升压转换器70在一PFM模式期间并且就 在一PFM至非连续的PWM的转变之前、期间以及之后的操作是被描述。

在一PFM模式期间，该开关器26是响应于该控制回路32及33以通过驱 动该切换电路18在一依据该负载12而定的切换频率f_{s_PFM}下，来维持V_out在 大约其经调节的值以便于用一种类似于以上结合图1及4所述 的方式产生该电感器电流I_Inductor(t)72。

再者，该控制电路14是将该开关90开路以将该回路滤波器的网络42从 该放大器38解除耦接，并且产生一信号MODE(例如，如同在图5中所示，该 开关器26可以将该开关开路并且产生该信号MODE)，此是使得该些多任务器 86及88分别将来自该些乘法器82及84的缩放后的电压信号S·SAWTOOTH 以及S·LOOP_CONTROL_2耦接至该加总比较器24。根据方程式(26)，其中根据方程式(14)，N＝f_{s_PWM_discontinous}/f_{s_PFM_max}。注意到的是，在一实施例 中，f_{s_PWM_discontinous}是等于该振荡器(OSC)的频率，并且N是一常数。

参照图5及7，以S来缩放该些电压信号SAWTOOTH以及 LOOP_CONTROL_2至少理论上是使得该控制回路30在I_Inductor(t)实际上等于 I_{peak_PFM}的一时间点t_peak"看见"该电感器电流I_Inductor(t)为等于因此，至少理论上(例如，当f_{s_PWM_discontinous}＝f_{s_PFM_max}时)，该 控制回路30"看见"I_Inductor(t)76，其波峰I_{peak_PWM_discontinous}是和该实际的PFM电 感器电流I_Inductor(t)72的波峰I_{peak_PFM}在同一时间点t_peak发生。因为I_Inductor(t)76 并非实际流过该滤波器电感器16(该电感器电流I_Inductor(t)72是实际上流过该滤 波器电感器的电流)，因此I_Inductor(t)76在以下是被称为一"虚拟的"电感器电流。

若该虚拟的电感器电流I_Inductor(t)76在时间点t_peak是流过该滤波器电感器 16的实际的电感器电流，则该些电压信号LOOP_CONTROL_1、 S·LOOP_CONTROL_2以及S·SAWTOOTH在该时间点t_peak会具有个别的值是 将会使得该信号SWITCHING_CONTROL转变至一逻辑高的位准，以便于使 得该开关器26关断该晶体管58并且导通该晶体管60，因而一放电电流 I_inductor(t)(此放电电流未显示在图7中)可以流过该晶体管60并且流向该负载12。

参照图5-7，根据一实施例的一种用于减轻至少上述的第一问题的升压转 换器及技术被描述。

图5是一升压转换器70的图，其根据一实施例而被配置以平衡其部分中 的至少一个(例如，一控制回路)，因而在从一PFM模式至一非连续的PWM模 式的转变之后，相较于图1的升压转换器10，V_out是遭受到很小或是没有转变 所引起的瞬时振幅改变、或是至少遭受到一降低的转变所引起的瞬时。

图6是根据一实施例，就在转变至一非连续的PWM模式之前的一PFM 模式期间的一电感器电流I_Inductor(t)72相对于时间、以及就在从该PFM模式转 变之后的一非连续的PWM模式期间的一电感器电流I_Inductor(t)74相对于时间的 图形。

而且图7是该图6的图形再增加一虚拟的非连续的PWM电感器电流 I_Inductor(t)76相对于时间的一图形；该升压转换器70是有效地使用此虚拟的电 流来平衡该升压转换器的至少一控制信号的位准在一个别的值，其是降低或消 除V_out响应于一PFM至非连续的PWM的转变原本可能会遭受到的一振幅"突 波"或是瞬时。该虚拟的非连续的PWM电感器电流I_Inductor(t)76是在以下进一 步加以叙述。

参照图5，根据一实施例，该升压转换器70是类似于图1的升压转换器 10，其中相同的组件符号是指该些升压转换器10及70共同的构件。

但是除了内含在该升压转换器10中的构件之外，该升压转换器70是包含 一控制信号的调整器80、乘法器82及84、多任务器86及88、以及一开关90。

该控制信号的调整器80是具有一耦接至该开关器26的输入节点以及一耦 接至该网络42的输出节点。在一PFM模式期间，该控制信号的调整器80是 被配置以施加一状况(在此为一电压位准)至该网络42，该状况是若该升压转换 器70是操作于一就在一PFM至非连续的PWM的转变之后的非连续的PWM 模式中该网络会有的状况。例如，该调整器80可包含一数字至模拟转换器 (DAC)或是一充电泵，其是被配置以施加一电压位准至该网络42，该电压位准 是若该升压转换器70是在会发生该PFM至非连续的PWM的转变(即如会在 以下更详细描述者)的负载电流I_Load(t)下而操作在一非连续的PWM模式中时， 该电压信号LOOP_CONTROL_1将大致会有的电压位准。如同在以下叙述的， 藉由维持LOOP_CONTROL_1在一PFM至非连续的PWM的转变之前的电压 位准大致等于LOOP_CONTROL_1就在该PFM至非连续的PWM的转变之后 若该升压转换器70在该离开(exit)电流下是操作在一非连续的PWM模式中时 会有的电压位准，该第一控制回路28是在一PFM至非连续的PWM的转变之 后被平衡以维持V_out在其经调节的位准，其中由该第一控制回路响应于此种转 变而需要重新获得LOOP_CONTROL_1的完整位准所引起的一瞬时会有所缩 减(相较于图1的升压转换器10)或消除。

该些乘法器82及84是分别被配置以将该些电压信号SAWTOOTH以及 LOOP_CONTROL_2缩放(scale)一缩放因子S，并且该些多任务器86及88是 分别被配置以在连续及非连续的PWM模式期间将SAWTOOTH以及 LOOP_CONTROL_2的未缩放的版本耦接至该加总放大器24，并且在一PFM 模式期间将SAWTOOTH以及LOOP_CONTROL_2的缩放后的版本耦接至该 加总放大器。根据一实施例，该缩放因子S的值的决定是在以下结合图6来加 以描述。

而且该开关90是被配置以在连续及非连续的PWM模式期间将该放大器 38耦接至该网络42，并且在一PFM模式期间将该网络42从该放大器38解除 耦接(uncouple)。此种解除耦接是容许该控制信号的调整器80能够在一PFM 模式期间，在没有来自该放大器38的干扰下设定该电压LOOP_CONTROL_1 的位准，而在连续及非连续的PWM模式中，该控制信号的调整器是被禁能， 因而对于该电压LOOP_CONTROL_1的位准并没有影响。

根据一实施例，该缩放因子S是被设定成该波峰电感器电流 I_{peak_PWM_discontinous}相对该波峰电感器电流I_{peak_PFM}的比例，其中I_{peak_PWM_discontinous}是就在一PFM至非连续的PWM的转变之后的一非连续的PWM模式期间通 过该电感器16的波峰电流，并且I_{peak_PFM}是就在该PFM至非连续的PWM的 转变之前的一PFM模式期间通过该电感器的波峰电流。换言之：

(11)S＝I_{peak_PWM_discontinous}/I_{peak_PFM}

使得

(12)S·LOOP_CONTROL_2@I_{peak_PFM}＝

LOOP_CONTROL_2@I_{peak_PWM_discontinous}

藉由在一PFM模式期间以S来缩放SAWTOOTH以及 LOOP_CONTROL_2两者，响应于该开关器26的控制信号的调整器80可以设 定LOOP_CONTROL_1的值，因而LOOP_CONTROL_1是使得 SWITCHING_CONTROL在和若该升压转换器70是操作于就在一PFM至非连 续的PWM的转变之后的一非连续的PWM模式中时会转变的时间大约同时来 转变。换言之，如此以S来缩放SAWTOOTH以及LOOP_CONTROL_2并且 如此设定LOOP_CONTROL_1的值是使得LOOP_CONTROL_1以及 SWITCHING_CONTROL大致具有这些信号就在一PFM至非连续的PWM的 转变之后要维持V_out为调节的所需的振幅以及转变时序。

参照图5-6，根据一实施例的该值S的决定是被描述。

尽管在一整个PFM模式中，该电感器电流I_Inductor(t)的波峰I_{peak_PFM}的值是 通过检视而已知为等于I_{peak_ref}/R₅₄[如上结合图1–4所述，R₅₄是电阻器54的 值，并且I_{peak_ref}是在一PFM模式期间输入至该比较器56的反相的输入节点的 一参考电压]，但是I_{peak_PWM_discontinous}的值是依据该负载12而定；因此，由于 I_{peak_PWM_discontinous}可能并不具有一已知的值，因而吾人通常无法利用方程式(11) 来对于S决定一值，因为当该升压转换器70是在该PFM模式中时， I_{peak_PWM_discontinous}的值是不可预测的。

因此，为了决定S，吾人可以做以下的假设。

首先，该升压转换器70在一非连续的PWM模式期间的切换频率 f_{s_PWM_discontinous}是具有一已知固定的值；相对地，在一PFM模式期间的切换频 率f_{s_PFM}是依据该负载12而定，并且因此并不具有一已知固定的值。

其次，因为f_{s_PFM}是该升压转换器70在一PFM模式期间的切换频率，因 此就在一PFM至非连续的PWM的转变之前，f_{s_PFM}是具有其最高频，其是在 以下被称为"最大的PFM频率"f_{s_PFM_max}。

第三，就在该PFM至非连续的PWM的转变之前的负载电流I_Load(t)是大 致等于就在该PFM至非连续的PWM的转变之后的I_Load(t)。

第四，因为I_Load(t)是被假设在该PFM至非连续的PWM的转变之前以及 之后是大致相同的，因此为了提供在V_out上有很小或是没有转变所引起的瞬时 的一平顺的转变，该升压转换器70就在该PFM至非连续的PWM的转变之前 的最大切换频率f_{s_PFM_max}下的每个PFM周期T_PFM传递至该负载12的电荷是 被假设是大致相等就在该PFM至非连续的PWM的转变之后的每一相同的时 间T_PFM被传递至该负载的平均电荷。

第五，就在该PFM至非连续的PWM的转变之前以及之后的V_in、V_out以 及L是被假设具有相同的值。

而且第六，f_{s_PWM_discontinous}以及f_{s_PFM_max}是通过以下的方程式来加以关连 的：

(13)f_{s_PWM_discontinous}＝f_{s_PFM_max}·N

(14)f_{s_PWM_discontinous}/f_{s_PFM_max}＝N

其中N是任何大于1的实数。

至少部分是根据这些假设下，吾人可以如下地在就在该PFM至非连续的 PWM的转变之前的I_{peak_PFM}以及就在该PFM至非连续的PWM的转变之后的 I_{peak_PWM_discontinous}之间导出一关系。

由于该电感器电流的线性扭转，在一PFM脉波期间以f_{s_PFM_max}被传递至 该负载12以及该输出电容器20的组合的电荷是流入该输出电容器以及该负载 之中的平均电流I_{avg_out}乘上该输出电流I_out流入该输出电容器以及负载之中的 时间t_{off_PFM}。因此，此每个PFM脉波的电荷Q_{PFM_pulse}是通过以下的方程式被 给出：

(15)Q_{PFM_pulse}＝1/2·I_{peak_PFM}·t_{off_PFM}

因此，在该PFM切换周期T_PFM期间被传递至该输出电容器20以及该负 载12的组合的每秒的平均电荷，亦即该平均电流I_{avg_PFM}是通过以下的方程式 被给出：

(16)I_{avg_PFM}＝Q_{PFM_pulse}/T_PFM＝1/2·I_{peak_PFM·toff_PFM}/T_PFM

类似地，就在该PFM至非连续的PWM的转变之后的一非连续的PWM 模式中，在一非连续的PWM的切换周期T_{PWM_discontinous}期间被传递至该输出电 容器20以及该负载12的组合的每秒平均电荷，亦即该平均电流 I_{avg_PWM_discontinous}可以利用一类似的方法而被计算出，并且通过以下的方程式被 给出：

(17)I_{avg_PWM_discontinous}＝

Q_{PWM_pulse_discontinous}/T_{PWM_discontinous}＝

(1/2·I_{peak_PWM_discontinous}·t_{off_PWM_discontinous})/T_{PWM_discontinous}

但是，方程式(17)可以从方程式(14)而被写成：

(18)I_{avg_PWM_discontinous}＝Q_{PWM_pulse_discontinous}/T_{PWM_discontinous}＝

(1/2·I_{peak_PWM_discontinous}·t_{off_PWM_discontinous})/(T_PFM/N)

如上所述，因为假设就在一PFM至非连续的PWM的转变之前的I_{avg_PFM}是等于就在此种转变之后的I_{avg_PWM_discontinous}，因此吾人可以从方程式(16)及(18) 获得以下的等式：

(19)1/2·I_{peak_PFM}·t_{off_PFM}/T_PFM＝

1/2·I_{peak_PWM_discontinous}·t_{off_PWM_discontinous}/(T_PFM/N)

重新整理在方程式(19)中的项是得到：

(20)1/2·I_{peak_PFM}·t_{off_PFM})/T_PFM＝

1/2·N·I_{peak_PWM_discontinous}·t_{off_PWM_discontinous}/T_PFM

因为就在一PFM至非连续的PWM的转变之前以及之后的V_in、V_out以及 L根据上述可以被假设是相同的，因此t_{off_PFM}以及t_{off_PWM_discontinous}是分别通过 以下的方程式来加以表示：

(21)t_{off_PFM}＝I_{peak_PFM}·L/(V_out–V_in)

(22)t_{off_PWM_discontinous}＝I_{peak_PWM_discontinous}·L/(V_out–V_in)

将来自方程式(21)及(22)的t_{off_PFM}以及t_{off_PWM_discontinous}的值代入方程式(20) 是得到以下的方程式：

(23)1/2·I_{peak_PFM}·I_{peak_PFM}·L/(V_out–V_in)/T_PFM＝

1/2·N·I_{peak_PWM_discontinous}·I_{peak_PWM_discontinous}·L/(V_out-V_in)/T_PFM

消去在方程式(23)中共同的项是得到以下的方程式：

(24)I_{peak_PFM}²＝N·I_{peak_PWM_discontinuous}²

而且将方程式(24)的两边取平方根并且重新整理该些项是得到以下的在 就在一PFM至非连续的PWM的转变之前的I_{peak_PFM}以及就在该PFM至非连 续的PWM的转变之后的I_{peak_PWM_discontinous}之间的关系：

$\left(25\right)---I_{\mathrm{peak}\_\mathrm{PWM}\_\mathrm{discontinous}}=I_{\mathrm{peak}\_\mathrm{PFM}}/\sqrt{N}$

$\left(26\right)---I_{\mathrm{peak}\_\mathrm{PWM}\_\mathrm{discontinous}}=I_{\mathrm{peak}\_\mathrm{PFM}}=S=\sqrt{\frac{1}{N}}$

因此，设定S等于1除以就在一PFM至非连续的PWM的转变之前以及 之后的PFM_max以及非连续的PWM的频率的比例的平方根是容许该升压转 换器70能够平衡本身，明确地说是平衡该电压信号LOOP_CONTROL_1，以 用于从一PFM模式至一非连续的PWM模式的一平顺的转变，使得在V_out上 有最小或是没有转变所引起的瞬时。此种LOOP_CONTROL_1的平衡是在以 下更详细被描述。

参照图5-7，根据一实施例，该升压转换器70在一PFM模式期间并且就 在一PFM至非连续的PWM的转变之前、期间以及之后的操作是被描述。

在一PFM模式期间，该开关器26是响应于该控制回路32及33以通过驱 动该切换电路18在一依据该负载12而定的切换频率f_{s_PFM}下，来维持V_out在 大约其经调节的值以便于用一种类似于以上结合图1及4所述 的方式产生该电感器电流I_Inductor(t)72。

再者，该控制电路14是将该开关90开路以将该回路滤波器的网络42从 该放大器38解除耦接，并且产生一信号MODE(例如，如同在图5中所示，该 开关器26可以将该开关开路并且产生该信号MODE)，此是使得该些多任务器 86及88分别将来自该些乘法器82及84的缩放后的电压信号S·SAWTOOTH 以及S·LOOP_CONTROL_2耦接至该加总比较器24。根据方程式(26)，其中根据方程式(14)，N＝f_{s_PWM_discontinous}/f_{s_PFM_max}。注意到的是，在一实施例 中，f_{s_PWM_discontinous}是等于该振荡器(OSC)的频率，并且N是一常数。

参照图5及7，以S来缩放该些电压信号SAWTOOTH以及 LOOP_CONTROL_2至少理论上是使得该控制回路30在I_Inductor(t)实际上等于 I_{peak_PFM}的一时间点t_peak"看见"该电感器电流I_Inductor(t)为等于因此，至少理论上(例如，当f_{s_PWM_discontinous}＝f_{s_PFM_max}时)，该 控制回路30"看见"I_Inductor(t)76，其波峰I_{peak_PWM_discontinous}是和该实际的PFM电 感器电流I_Inductor(t)72的波峰I_{peak_PFM}在同一时间点t_peak发生。因为I_Inductor(t)76 并非实际流过该滤波器电感器16(该电感器电流I_Inductor(t)72是实际上流过该滤 波器电感器的电流)，因此I_Inductor(t)76在以下是被称为一"虚拟的"电感器电流。

若该虚拟的电感器电流I_Inductor(t)76在时间点t_peak是流过该滤波器电感器 16的实际的电感器电流，则该些电压信号LOOP_CONTROL_1、 S·LOOP_CONTROL_2以及S·SAWTOOTH在该时间点t_peak会具有个别的值是 将会使得该信号SWITCHING_CONTROL转变至一逻辑高的位准，以便于使 得该开关器26关断该晶体管58并且导通该晶体管60，因而一放电电流 I_inductor(t)(此放电电流未显示在图7中)可以流过该晶体管60并且流向该负载12。

而仍然是参照图10及12，在每个PFM脉波通过该升压转换器110所传 递的电荷显著地比图9的平坦，但是当V_in接近V_out时(例如，当V_in大于或等 于V_out的大约80％时)趋向下降。

参照图10及13，为了降低或逆转以上结合图10及12所述的被传递的电 荷下降，根据一实施例，该升压转换器110的开关器26被配置以容许随着V_in增高而在该PFM脉波宽度t_{on_PFM}+t_{off_PFM}上的增加。例如，该开关器26可以 响应于V_in大于或等于例如V_out的大约80％或90％来增加该PFM脉波宽度。 而且该开关器26在一应用中增加该PFM脉波宽度的量可以是被判断为适合用 于该应用的任意的量。

一种该开关器26可被配置以实施的用于增加该PFM脉波宽度的技术是避 免t_{on_PFM}下降到低于一例如是约60奈秒(ns)所选的临界值，以便于容许I_{peak_PFM}以及t_{off_PFM}能够增加到超过若该开关器是将该PFM脉波宽度保持到一固定的 长度时它们将会有的值。

再次参照图8-13，该升压转换器110的替代实施例被思及。例如，上述针 对于图5的升压转换器70的替代实施例也可能是可应用到该升压转换器110。 再者，其并非是维持该PFM脉波宽度t_{on_PFM}+t_{off_PFM}固定的，而是该升压转换 器110可以维持t_{on_PFM}以及t_{off_PFM}中之一固定的，但不是t_{on_PFM}及t_{off_PFM}两者 都为固定的。再者，若该PFM脉波宽度被调整以补偿L及C的已知的值，则 分别在该电感器16以及电容器20的值L及C的范围上，上述的技术在维持 V_ripple相对固定的、或至少是在一适当的范围内也可能是有用的。

参照图14-15，在以下叙述的是一种用于解决上述相关图1的升压转换器 10的第二可能的问题的技术的另一实施例，该可能的问题是该输出涟波电压 V_ripple可能非常相依于例如是V_in及V_out的量，并且因此在一范围的V_in上、或 是随着具有不同的V_out的不同的升压转换器而可能是相当不可预期的。根据在 以下叙述的实施例，可以分别修改图1、5及10的升压转换器10、70及110 的任一个，使得该升压转换器设定且保持V_ripple至一大致固定的振幅。但是为 了简洁起见，只有该升压转换器110的此种修改被描述，所了解的是此种对于 该升压转换器10及70的修改可以是类似的。

参照图10的升压转换器110，以下的方程式有关通过该输出电容器20至 横跨此电容器的电压V_out的电流：

(29)I_Cout(t)＝C_out·dV_out(t)/dt

因为在一PFM模式期间该负载电流I_Load(t)是相当低的，因此可以假设 I_Load(t)的值对于V_ripple的贡献是可忽略的，但是其设定该涟波的频率。因此， 考虑到此假设，可以从方程式(29)导出以下用于V_ripple的方程式：

(30)V_ripple≈I_{out_avg}·(T_PFM/C_out)。

其中I_{out_avg}是通过以下的方程式被给出(这是因为通过在t_{off_PFM}期间的斜 波下降的电感器电流I_Inductor(t)所形成的理论上的三角形)：

(31)I_{out_avg}＝I_{peak_PFM}/2·(t_{off_PFM}/T_PFM)

并且其中t_{off_PFM}通过方程式(28)被给出。

因此，从方程式(28)、(30)及(31)，可以导出以下用于V_ripple、为V_ripple的一 函数的I_{peak_PFM}及I_{peak_ref}的表示式：

(32)V_ripple＝I_{peak_PFM}²·L/[2·(V_out-V_in)·C_out]

$\left(33\right)---I_{\mathrm{peak}\_\mathrm{PFM}}=\sqrt{\frac{2·V_{\mathrm{ripple}}{C}_{\mathrm{out}}(V_{\mathrm{out}}-V_{\mathrm{in}})}{L}}$

$\left(34\right)---I_{\mathrm{peak}\_\mathrm{ref}}=I_{\mathrm{peak}\_\mathrm{PFM}}·R_{54}=\sqrt{\frac{2·V_{\mathrm{ripple}}{C}_{\mathrm{out}}(V_{\mathrm{out}}-V_{\mathrm{in}})}{L}}·R_{54}$

因此，在C_out、V_out、V_in、L以及V_ripple所要的值是已知的情形中，可以利 用方程式(34)，从这些已知的量来决定I_{peak_ref}的值，其产生该输出涟波电压 V_ripple所要的振幅。而且，如同在以下叙述的，可以修改图10的升压转换器110 以产生具有此所要的振幅的V_ripple。

图14是根据一实施例的一涟波调整的电路120的图，图10的升压转换器 110的控制电路14可包含其以根据方程式(34)来设定V_ripple至一大致固定的所 要的位准。

该涟波调整的电路120包含一差动放大器级122、一模拟至数字转换器 (ADC)124、一例如是一微处理器或微控制器核心的计算电路126、一被配置以 储存R₅₄、C_out及L的值以及V_ripple所选的值的内存128、以及一数字至模拟转 换器(DAC)130。若R₅₄、C_out及L的值并未储存在该内存128中，则该电路120 也可包含一用于判断这些值的电路(未显示)。

在一PFM模式期间的操作中，该差动放大器级122在一反相的输入节点 上接收V_in，并且在一非反相的输入节点上接收V_out，并且在一输出节点上产 生V_out–V_in。

该ADC 124将V_out–V_in从一模拟值转换成为一数字值，并且提供此数字值 至该计算电路126。

除了从该ADC 124接收V_out–V_in的数字值之外，该计算电路126从该内存 128接收R₅₄、C_out、L及V_ripple的值，并且根据方程式(34)来计算I_{peak_ref}的一对 应的数字值。

该DAC 130转换I_{peak_ref}计算出的数字值成为一对应的模拟电压I_{peak_ref}， 该DAC提供其至图10的升压转换器110的比较器56的反相的输入节点。

该涟波调整的电路120可以周期性地重复以上的程序(例如，每个PFM循 环一次，或是为了降低功率消耗，每第o个PFM循环一次，其中o可以是等 于或不等于在以上描述的n或m)，以考虑在V_in中或是在V_out中的变化，尽管 V_out通常是比V_in较不可能变化的。

仍然参照图14，该涟波调整的电路120的替代实施例被思及。例如，该 放大器级122可被省略，该内存128可以储存V_out的值(或者V_out可是另外被 提供至该计算电路126)，该ADC 124可以接收V_in，并且该计算电路除了如上 所述的计算I_{peak_ref}之外可以计算V_out–V_in。再者，该计算电路可以通过包含一 等于或者是等同于R₅₄的值的可设定的缩放因子来考虑到R₅₄的值。

图15是根据一实施例的一涟波调整的电路140的图，如同图14的涟波调 整的电路120，图1、5及10的升压转换器10、70及110的任一个都可包含 其以根据方程式(34)来设定V_ripple至一大约固定的值。为了举例的目的，该涟 波调整的电路140在以下被叙述为图10的升压转换器110的部分，尽管所了 解的是若该涟波调整的电路是例如为图1的升压电路10或是图5的升压电路 70的另一升压电路的部分，则该涟波调整的电路的结构及操作可以是类似的。

该涟波调整的电路140包含一查找表(LUT)142，其接收用于V_in、V_out、 R₅₄、C_out、L及V_ripple中的至少某些个的值，从这些值产生一用于I_{peak_ref}的值， 并且提供一对应于I_{peak_ref}的此值的电压位准至图10的升压转换器110的比较 器56的反相的输入节点。例如，该LUT 142可以从该升压转换器110经由一 ADC来接收V_in，并且可以从一例如是图14的内存128的内存(未显示在图15 中)接收用于R₅₄、C、L、V_out及V_ripple的值。或者是，该LUT 142本身可以储 存用于R₅₄、C、L、V_out及V_ripple的值。或者是，该LUT 142可以从该升压转 换器110经由一ADC来接收V_out。

该LUT 142可以对于V_in、R₅₄、C、L、V_out及V_ripple中的任何一或多个的 不同范围储存不同的I_{peak_ref}的值。例如，该LUT 142可以对于从0.5V至V_out的V_in的每个0.5V步阶储存一个别的I_{peak_ref}的值。

该涟波调整的电路140可以周期性地重复以上的程序(例如，每个PFM循 环一次，或是为了降低功率消耗，每第p个PFM循环一次，其中p可以是等 于或不等于在以上描述的o、n或是m)，以考虑在Vin上的变化。

仍然参照图15，该涟波调整的电路140的替代实施例被思及。例如，该 LUT 142可被一例如是一微处理器或是微控制器的计算电路所取代、或是除了 该LUT之外，该涟波调整的电路可包含此种计算电路。

参照图10及16，在以下叙述的是一种用于解决上述相关该升压转换器 10(图1)的第三可能的问题的技术的一实施例，该可能的问题是响应于感测该 电感器电流I_Inductor(t)的一属性(例如，波峰、平均)以从一非连续的PWM模式 转变至一PFM模式可能会导致在一相当不精确的负载点，也即在一随着不同 的PWM至PFM转变会显著不同的负载点来转变至一PFM模式，并且可能会 导致一不精确的磁滞范围，也即一随着不同的PWM至PFM转变会显著不同 的范围。例如，此不精确的(可变的)磁滞范围可能是因为变化的不同位准的 V_in及V_out、以及因为在感测电路中的不准确性所引起的。根据以下叙述的实 施例，可以分别修改图5及10的升压转换器70及110的任一个，使得该升压 转换器在一相当精确的负载点以及在一相当精确的磁滞范围下，从一非连续的 PWM模式转变至一PFM模式。但是为了简洁起见，只有该升压转换器110 的此种修改被描述，所了解的是，对于该升压转换器70的此种修改可以是类 似的。

在一实施例中，其中该升压转换器110被配置成使得根据方程式 (14)f_{s_PWM_discontinous}/f_{s_PFM_max}＝N，并且如上结合图8-13所述的，维持该PFM 脉波宽度大致固定的、或是具有一最小的t_{on_PFM}，该控制电路14可以在非连 续的PWM模式中的PWM脉波宽度Pulse_Width_{PWM_discontinous}＝t_{on_PWM_discontinous}+t_{off_PWM_discontinous}小于或等于一所选的长度时，使得该升压转换器从一非连续 的PWM模式转变至一PFM模式。

根据方程式(2)及(21)，该已知的PFM脉波宽度Pulse_Width_PFM＝ton_PFM +t_{off_PFM}通过以下的方程式被给出：

(35)t_{on_PFM}+t_{off_PFM}＝I_{peak_PFM}·L/V_in+I_{peak_PFM}·L/(V_out–V_in)

其中I_{peak_PFM}是在该PFM模式期间，在该最大的PFM切换频率f_{s_PFM_max}下的电感器电流I_Inductor(t)的波峰。

根据方程式(25)，I_{peak_PFM}通过以下的方程式被给出：

$\left(36\right)---I_{\mathrm{peak}\_\mathrm{PFM}}=\sqrt{N}·I_{\mathrm{peak}\_\mathrm{PWM}\_\mathrm{discontinous}}$

因此，利用方程式(36)以取代在方程式(35)中的I_{peak_PFM}得出以下的方程式：

$\left(\begin{array}{c}\left(37\right)---t_{\mathrm{on}\_\mathrm{PFM}}+t_{\mathrm{off}\_\mathrm{PFM}}=\sqrt{N}·I_{\mathrm{peak}\_\mathrm{PWM}\_\mathrm{discontinous}}·L/V_{\mathrm{in}}+\\ \sqrt{N}·I_{\mathrm{peak}\_\mathrm{PWM}\_\mathrm{discontinous}}·L/(V_{\mathrm{out}}-V_{\mathrm{in}})\end{array}\right)$

其中I_{peak_PWM_discontinous}是就在一非连续的PWM至PFM转变之前的一非连 续的PWM模式中的波峰电流。

而且根据方程式(2)及(22)，I_{peak_PWM_discontinous}通过以下的方程式被给出：

(38)I_{peak_PWM_discontinous}＝t_{on_PWM_discontinous}·V_in/L

(39)I_{peak_PWM_discontinous}＝t_{off_PWM_discontinous}·(V_out–V_in)/L

根据方程式(38)及(39)来代入方程式(37)中的I_{peak_PWM_discontinous}得出以下的 方程式：

$\left(\begin{array}{c}\left(40\right)---t_{\mathrm{on}\_\mathrm{PFM}}+t_{\mathrm{off}\_\mathrm{PFM}}=\sqrt{N}·t_{\mathrm{on}\_\mathrm{PWM}\_\mathrm{discontinous}}·(V_{\mathrm{in}}/L)·(L/V_{\mathrm{in}})+\\ \sqrt{N}·t_{\mathrm{off}\_\mathrm{PWM}\_\mathrm{discontinous}}·[(V_{\mathrm{out}}-V_{\mathrm{in}})/L]·[L/(V_{\mathrm{out}}-V_{\mathrm{in}})]\end{array}\right)$

消去共同的项，方程式(40)简化成以下的方程式：

$\left(41\right)---t_{\mathrm{on}\_\mathrm{PFM}}+t_{\mathrm{off}\_\mathrm{PFM}}=\sqrt{N}·(t_{\mathrm{on}\_\mathrm{PWM}\_\mathrm{discontinous}}+t_{\mathrm{off}\_\mathrm{PWM}\_\mathrm{discontinous}})$

而且因为t_{on_PFM}+t_{off_PFM}＝Pulse_Width_PFM，并且t_{on_PWM_discontinous}+ t_{off_PWM_discontinous}＝Pulse_Width_{PWM_discontinous}，因此方程式(41)得出以下在 Pulse_Width_PFM以及Pulse_Width_{PWM_discontinous}之间的关系：

$\left(42\right)---\mathrm{Pulse}\_{\mathrm{Width}}_{\mathrm{PWM}\_\mathrm{discontinous}}=\mathrm{Pulse}\_{\mathrm{Width}}_{\mathrm{PFM}}/\sqrt{N}.$

因此，在一非连续的PWM模式期间，响应于该PWM脉波宽度 $\mathrm{Pulse}\_{\mathrm{Width}}_{\mathrm{PWM}\_\mathrm{discontinous}}\le \mathrm{Pulse}\_{\mathrm{Width}}_{\mathrm{PFM}}/\sqrt{N},$该升压转换器110的控制电 路14(在该叙述的实施例中的开关器26)"知道"其可以将该升压转换器转变至 该PFM模式，因为在该PFM模式中，在该最大的PFM切换频率f_{s_PFM_max}下， 该升压转换器可以提供该负载12和其在该非连续的PWM模式中所提供至该 负载的相同的功率位准。

再者，为了提供一转变缓冲，也即一磁滞范围，该开关器26可以不转变 该升压转换器110至该PFM模式，直到为止。该PWM脉波150具有一等于的 Pulse_Width_{PWM_discontinous_150}，其中Pulse_Width_PFM是该PFM脉波152的宽度。 但是该开关器26并不转变该升压转换器110至该PFM模式，直到一PWM脉 波154具有一小于(例如，约10％小于)的脉波宽度 Pulse_Width_{PWM_discontinous_154}为止。此种转变磁滞范围有助于避免一种情况是其 中因为该负载12是位在或接近一"线"，该线既为该非连续的PWM至PFM的 转变线，也为该PFM至非连续的PWM的转变线，因而该开关器26来回地转 变(或甚至是振荡)在非连续的PWM模式以及PFM模式之间。

仍然参照图10及16，该升压转换器110可以用一种类似于以上结合图 8–13所述的方式，利用该比较器35以及一计数器(未显示在图10中)来监视 Pulse_Width_{PWM_discontinous}。

参照图5–16，替代实施例被思及。例如，尽管升压转换器70及110被描 述，但是上述实施例的某些个或是全部可以是可应用于除了升压转换器以外的 电源供应器，例如降压转换器、返驰转换器、反相升压转换器、单端初级电感 器转换器(SEPIC)、以及升降压转换器。

图17是根据一实施例的一种系统或装置160的一实施例的方块图，其纳 入图1、5及10的升压转换器10、70及110中的一或多个；但是为了简洁起 见，该装置在以下被描述为只包含图10的升压转换器110的单一实例。该装 置160的例子包含但不限于一智能型手机、pad计算机、膝上型计算机或是个 人计算机。再者，尽管该装置160被描述为一装置，但是其可以是该升压转换 器10、70及110中的一或多个的实施例所适合用于的任何装置或系统。

该装置160包含计算电路162，该计算电路162包含一处理器164；该装 置也包含至少一输入装置166、至少一输出装置168、以及至少一数据储存的 装置170。

该至少一输出装置168包含一显示器172以及供电该显示器的图10的升 压转换器110。例如，该显示器172可以是一用于智能型手机的液晶显示器 (LCD)。

除了处理数据之外，该处理器164可以编程或是控制该升压转换器110。 例如，该升压转换器的控制电路14(图10)的功能可以通过该处理器164来加 以执行。

该输入装置(例如，键盘、鼠标)166容许数据、编程以及命令能够提供至 该计算电路162。

该显示器172(以及任何其它内含的输出装置168)容许该计算电路162能 够以一种可被人员操作者感知的形式(例如，静态影像或是视讯)来提供数据。

而且该数据储存的装置(例如，随身碟、硬盘机、RAM、EPROM、EEPROM、 光驱)170容许例如是程序及数据的储存。

仍然参照图17，该装置160的替代实施例被思及。例如，该处理器164 可以是一微处理器、或是一微控制器。

从先前内容将会体认到，尽管特定实施例已经为了说明的目的而在此加以 叙述，但是可以做成各种的修改而不偏离本揭露内容的精神及范畴。再者，在 针对于一特定实施例揭示一替代方案的情形中，即使并未明确地加以表示，但 此替代方案也可以适用到其它的实施例。再者，上述的构件可被设置在单一或 是多个IC晶粒上以形成一或多个IC，并且这些一或多个IC可以耦接至一或 多个其它IC。此外，任何所叙述的构件或操作都可以用硬件、软件、韧体、 或是硬件、软件及韧体中的任何两种或多种的一组合来加以实施/执行。再者， 一所叙述的装置或系统的一或多个构件可能已经为了清楚起见或是其它理由 而从该说明省略。再者，一所叙述的装置或系统的一或多个已经内含在该说明 中的构件可以从该装置或系统中省略。