三相交流感应电机的控制装置以及三相交流感应电机的控制方法

摘要

基于与电源角频率同步的正交双轴坐标系进行转矩控制的三相交流感应电机的控制装置，具有：非干扰控制器，被输入电机转速、转矩指令值以及电源电压，参照预先存储的映射图，计算转矩轴非干扰补偿电压及磁通轴非干扰补偿电压；以及非干扰磁通响应滤波器，对转矩轴非干扰补偿电压实施包含馈通项和转子磁通响应延迟的滤波处理。

说明书

技术领域

本发明涉及感应电机的控制。

背景技术

作为感应电机的控制，已知将定子中流过的三相交流电流变换到与电机 电角频率和转差频率之和的电源角频率同步的正交双轴坐标系，生成励磁电 流和转矩(torque)电流，并调整这些励磁电流和转矩电流，从而控制电机转 矩的感应电机用矢量控制。

已知在对转差角频率进行控制以使转差角频率与转矩电流和转子磁通的 比率成比例的情况下，感应电机转矩与励磁电流中伴随延迟产生的转子磁通 和正交的转矩电流之积成比例。进一步而言，由于各轴相互干扰，因此，设 置事先抵消干扰项的非干扰控制器以使得能够分别独立地进行控制的技术。

例如，在JP09-047097A中，将电流指令值作为输入，使用数学模型计算 干扰电压。另外，在JP01-020688A中，将实际电流作为输入，使用数学模型 计算非干扰电压。

发明内容

但是，例如自感或互感这样的用于上述控制的参数，因转矩或转速等这 样的运转条件而发生变化。该参数变动具有非线性。但是，在JP09-047097A 或JP01-020688A中，由于未考虑因参数变动造成的误差，因此，令人担心转 矩和电流的响应紊乱。

另外，在感应电机控制中，由励磁电流产生的转子磁通必定伴随延迟， 但是在JP09-047097A或JP01-020688A中，并未考虑该延迟。也就是说，基 于产生转子磁通之前的瞬态响应期间被忽略的输入进行控制，因此实际上控 制响应有可能不稳定。

本发明其目的在于，能够避免因运转条件造成的参数误差的影响，并且 还避免因转子磁通的响应延迟造成的影响，能够进行稳定的控制。

一实施方式中的三相交流感应电机的控制装置，基于与电源角频率同步 的正交双轴坐标系进行转矩控制。该三相交流感应电机的控制装置具有：非 干扰控制器，被输入电机转速、转矩指令值及电源电压，参照在非干扰控制 器中预先存储的映射图，计算转矩轴非干扰补偿电压以及磁通轴非干扰补偿 电压；以及非干扰磁通响应滤波器，对转矩轴非干扰补偿电压实施包含馈通 项(feed-through term)和转子磁通响应延迟的滤波处理。

关于本发明的实施方式、本发明的优点，以下与所附的附图一起详细地 说明。

附图说明

图1是根据第1实施方式的三相交流感应电机的控制系统的框图。

图2A是用于说明第1实施方式的效果的电流值以及电压值的时序图。

图2B是用于说明第1实施方式的效果的转子磁通、电源角频率、转矩 的时序图。

图3是根据第2实施方式的三相交流感应电机的控制系统的框图。

图4A是用于说明第2实施方式的效果的电流值以及电压值的时序图。

图4B是用于说明第2实施方式的效果的转子磁通、电源角频率、转矩 的时序图。

图5是根据第3实施方式的三相交流感应电机的控制系统的框图。

图6A是用于说明第3实施方式的效果的电流值以及电压值的时序图。

图6B是用于说明第3实施方式的效果的转子磁通、电源角频率、转矩 的时序图。

图7是根据第4实施方式的三相交流感应电机的控制系统的框图。

图8A是用于说明第4实施方式的效果的电流值以及电压值的时序图。

图8B是用于说明第4实施方式的效果的转子磁通、电源角频率、转矩的 时序图。

具体实施方式

以下基于附图说明本发明的实施方式。

(第1实施方式)

图1是第1实施方式中的三相交流感应电机的控制系统的框图。在本控 制系统中，从直流电源2经由逆变器3对三相交流感应电机(以下仅称为感 应电机)1提供电力，基于与电源角频率同步的正交双轴坐标系进行转矩控 制。

直流电源2是可提供高电压的电源，例如是层叠型锂离子电池。

PWM变换器6被输入由后面所述的坐标变换器12计算出的三相电压指 令值v_u*、v_v*、v_w*，基于这些指令值，生成逆变器3的开关元件(例如IGBT 等)的PWM_Duty驱动信号D_uu*、D_ul*、D_vu*、D_vl*、D_wu*、D_wl*。

逆变器3是三相电压型逆变器，根据PWM_Dut_y驱动信号D_uu*、D_ul*、 D_vu*、D_vl*、D_wu*、D_wl*，将直流电源2的直流电压变换为交流电压，提供给 感应电机1。

电流传感器4检测从逆变器3对感应电机1提供的三相之中的至少二相 的电流(例如，U相和V相)i_u、i_v，输入到A/D变换器7。A/D变换器7将 电流值i_u、i_v变换为数字信号后得到的电流值i_us、i_vs输入到坐标变换器11。 再有，如图1那样，将电流传感器4安装在U相和V相这二相上的情况下， 未安装电流传感器4的W相的电流值i_w根据式(1)计算。当然，也可以三 相都由传感器检测。

[式1]

i_ws＝-i_us-i_vs···(1)

磁极位置检测器5将与感应电机1的转子角度对应的A相、B相、Z相 的脉冲输入到脉冲计数器8。脉冲计数器8基于输入的脉冲，计算转子的机 械角度θ_rm，并输出到角速度运算器9。

角速度运算器9基于输入的机械角度θ_rm的时间变化率，计算转子的机 械角速度ω_rm和乘以了电机极对数p后得到的转子的电角速度ω_re。

坐标变换器12进行从以后面所述的电源角速度ω旋转的正交双轴直流 坐标系(γ-δ轴)向三相交流坐标系(uvw轴)的变换。坐标变换器12被输 入γ轴电压指令值(励磁电压指令值)vγ_s*、δ轴电压指令值(转矩电压指令 值)vδ_s*、以及由角度变换器10对电源角速度ω积分后得到的电源角θ，通 过根据式(2)进行的坐标变换处理，计算UVW相的电压指令值v_u*、v_v*、 v_w*，输出到PWM变换器6。

[式2]

$\left(\begin{array}{c}{v}_u^{*}\\ v_v^{*}\\ v_w^{*}\end{array}\right)=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}\cos \theta & -\sin \theta \\ \sin \theta & \cos \theta \end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\gamma s}}^{*}\\ v_{\mathrm{\delta s}}^{*}\end{array}\right)...\left(2\right)$

坐标变换器11进行从三相交流坐标系(uvw轴)向前面所述的正交双轴 直流坐标系(γ-δ轴)的变换。坐标变换器11被输入U相电流i_us、V相电流 i_vs、由式(1)求得的W相电流i_ws、以及由角度变换器10对电源角速度ω 积分后得到的θ，根据式(3)计算γ轴电流(励磁电流)iγ_s、δ轴电流(转 矩电流)iδ_s。

[式3]

$\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\gamma s}}\\ i_{\mathrm{\delta s}}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \theta & \sin \theta \\ -\sin \theta & \cos \theta \end{array}\right)·\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{us}}\\ i_{\mathrm{vs}}\\ i_{\mathrm{ws}}\end{array}\right)...\left(3\right)$

电流指令值运算单元13被输入目标电机转矩、电机转速(机械角速度 ω_rm)、直流电源电压V_dc，计算γ轴电流指令值(励磁电流指令值)iγ_s*、δ 轴电流指令值(转矩电流指令值)iδ_s*。再有，直流电源电压V_dc由电压传感 器直接检测。目标电机转矩由未图示的转矩设定单元进行设定。例如，在将 本系统应用于电动车辆的情况下，基于驾驶员的油门踏板的踏入量等，设定 目标转矩。

非干扰控制器17被输入目标电机转矩、电机转速(机械角速度ω_rm)、 直流电源电压V_dc，从预先存储在存储器中的映射图(map)读取并输出用于 抵消γ-δ正交坐标轴之间的干扰电压所需要的非干扰补偿电压(转矩轴非干 扰补偿电压、磁通轴非干扰补偿电压)。对于磁通轴，映射值直接作为磁通轴 非干扰补偿电压vγ_{s_dcpl}*相加到电压指令值vγ_s*中，对于转矩轴，对映射值实 施了由非干扰磁通响应滤波器18进行的滤波处理后的结果作为转矩轴非干 扰补偿电压vδ_{s_dcpl}*，相加到电压指令值vδ_s*中。关于非干扰控制器17以及 非干扰磁通响应滤波器18的细节后面叙述。

γ轴电流反馈控制器(励磁电流FB控制器)15进行使计测出的γ轴电 流值(励磁电流)iγ_s无稳态偏差地以期望的响应性跟踪γ轴电流指令值(励 磁电流指令值)iγ_s*的处理。δ轴电流反馈控制器(转矩电流FB控制器)16 也同样地进行使δ轴电流(转矩电流)iδ_s跟踪δ轴电流指令值(转矩电流指 令值)iδ_s*的处理。

通常，如果γ-δ轴非干扰电压校正理想地起作用的话，则成为1输入 1输出的单纯的控制对象特性，因此，γ轴电流反馈控制器15以及δ轴电流 反馈控制器16可通过简单的PI反馈补偿器来实现。

将γ轴电流反馈控制器15的输出、即将电压指令值通过前面所述的非干 扰电压vγ_{s_dcpl}*校正后得到的值，是输入到坐标变换器12的γ轴电压指令值 (励磁电压指令值)vγ_s*。同样，将δ轴电流反馈控制器16的输出即将电压 指令值通过前面所述的非干扰电压vδ_{s_dcpl}*校正后得到的值，是输入到坐标变 换器12的δ轴电压指令值(转矩电压指令值)vδ_s*。

转差频率控制器14将γ轴电流(励磁电流)iγ_s、δ轴电流(转矩电流) iδ_s作为输入，根据式(4)计算转差角速度ω_se。再有，在式(4)中仅记载了 稳态量。将计算出的转差角速度ω_se加到转子电角速度ω_re后得到的值作为电 源角速度ω输出。通过实施该转差频率控制，感应电机转矩与γ轴电流(励 磁电流)iγ_s、δ轴电流(转矩电流)iδ_s之积成比例。

[式4]

${\omega }_{\mathrm{se}}=\frac{R_r}{L_r}·\frac{i_{\mathrm{\delta s}}}{i_{\mathrm{\gamma s}}}...\left(4\right)$

这里，说明非干扰控制器17以及非干扰磁通响应滤波器18的细节。

如上面所述，非干扰控制器17将目标电机转矩、电机转速(机械角速度 ω_rm)、直流电源电压V_dc作为输入，将引出为抵消γ-δ正交轴坐标之间的干 扰电压所需要的非干扰补偿电压的映射图预先存储在存储器中。在该映射图 中，难以存储考虑了过渡的非干扰补偿电压。因此，预先从实验中求得适合 于各输入值的稳态状态的非干扰补偿电压并将其事先存储。

非干扰磁通响应滤波器18对从非干扰控制器17输出的转矩轴非干扰补 偿电压，实施包含由式(5)的传递函数表示的馈通项和转子磁通响应延迟的 滤波处理。

[式5]

$G_1\left(s\right)=\sigma +(1+\sigma )\frac{1}{{\tau }_f·s+1}...\left(5\right)$

再有，式(5)的σ是漏磁系数σ＝1-M²/(L_s·L_r)。τ_f是转子磁通响应延 迟时间常数，一般由转子侧(二次侧)的电感L_r和电阻值R_r的比率L_r/R_r确 定。s是拉普拉斯算子。

如上面所述，在非干扰控制器17中通过映射图检索来计算非干扰补偿电 压，避免因转矩、转数、电源电压这样的运转条件产生的稳态的参数误差的 影响，并且避免因转子磁通的响应延迟产生的影响，从而能够准确地进行非 干扰补偿。其结果，能够大幅地改善电流控制系统的响应性。进而，乘法运 算和加减运算的次数比较少，运算周期也可设定得比较长，所以还带来运算 负荷的降低。

图2A、图2B是，表示将实施了本实施方式的情况、和作为比较例单纯 地仅通过映射图检索来计算非干扰补偿电压而不使用非干扰磁通响应滤波器 18的情况，在转矩阶跃(step)响应下进行比较的结果的时序图。图2A中按 照从上到下的顺序，表示励磁电流iγ_s、转矩电流iδ_s、磁通轴分量的电压vγ_s、 转矩轴分量的电压vδ_s，图2B按照从上到下的顺序，表示转子磁通Φγ_r、电 源角频率ω、电机转矩。图中的虚线表示指令值。再有，这里，假设没有参 数误差。

将两者比较可知，通过具有非干扰磁通响应滤波器18，γ轴电流(励磁 电流)iγ_s、δ轴电流(转矩电流)iδ_s、和转矩的瞬态响应性得到改善了。

如上所述，根据本实施方式，非干扰控制器17基于运转条件通过映射图 参照输出非干扰补偿电压，因此能够降低运算负荷，并且避免运转条件引起 的参数变动的影响。另外，非干扰磁通响应18对非干扰控制器17的输出值 之一即转矩轴干扰补偿电压实施包含馈通项和转子磁通响应延迟的滤波处 理，能够避免由转子磁通的响应延迟产生的影响，能够准确地实施非干扰补 偿。由此，能够大幅地改善电流控制系统的响应性。

(第2实施方式)

图3是第2实施方式中的三相交流感应电机的控制系统的框图。

与第1实施方式不同点在于，具有对γ轴和δ轴的非干扰补偿电压实施 滤波处理的电流延迟滤波器20、21。以下，对该不同点进行说明。

利用将式(6)的传递特性G₂(s)通过突斯汀(Tustin)近似等进行离 散化所得到的数字滤波器作为电流延迟滤波器20、21。时间常数τ_c根据电流 反馈控制系统的响应延迟来确定。

[式6]

$G_2\left(s\right)=\frac{1}{{\tau }_c·s+1}...\left(6\right)$

通过设置上述那样的实施模拟了电流控制的延迟的延迟处理的电流延迟 滤波器20、21，即使在高频率下也能够正确地实施非干扰补偿，连高频域也 能够改善转矩响应性。

图4A、图4B是表示将实施了第2实施方式的情况、和实施了第1实施 方式的情况在转矩阶跃响应下进行比较的结果的图。再有，在图4A以及图 4B中，放大了图2A以及图2B的阶跃附近，纵轴以及横轴的标度与图2A以 及图2B不同。另外，这里假设没有参数误差。

γ轴电流(励磁电流)iγ_s、δ轴电流(转矩电流)iδ_s、转矩的瞬态响应性 在第1实施方式中也得到改善，但是如图4A、图4B所示，可知如果放大紧 接阶跃后的部分，则紧接阶跃后的电流波形以及转矩波形在振荡。相对于此， 根据第2实施方式，紧接阶跃后的电流波形和转矩波形的振荡被抑制。

以上，根据第2实施方式，除了与第1实施方式同样的效果之外，通过 设置模拟了电流控制延迟的电流延迟滤波器20、21，能够进一步改善γ轴电 流(励磁电流)iγ_s、δ轴电流(转矩电流)iδ_s和转矩的瞬态响应性。

(第3实施方式)

图5是第3实施方式的三相交流感应电机的控制系统的框图。

与第1实施方式不同的是，在非干扰磁通响应滤波器18中使用的参数是 将转子特性的估计值或计测值作为输入的可变值、即非干扰磁通响应滤波器 18的特性根据转子特性可变。转子特性例如是转子的温度、电阻值、电感。 另外，所谓非干扰磁通响应滤波器的特性，例如是时间常数、馈通项和瞬态 项(transient term)的分配比等。以下，说明该不同点。

根据第1实施方式以及第2实施方式，相对于由运转条件的不同造成的 参数误差，能够提高控制系统的鲁棒(robust)性。但是，关于在非干扰磁通 响应滤波器18中使用的参数，有时灵敏度相对于运转条件以外的外部因素、 例如温度变化而较高，因此，有时参数误差因外部因素产生。因此，尽量使 在非干扰磁通响应滤波器18中使用的参数与温度变化对应地，设定为根据转 子特性可变。例如，在将转子的温度作为输入的情况下，使用根据转子的材 质而不同的温度系数α，将转子侧(二次侧)的电阻值R_r如式(7)那样进行 校正。由此，式(5)的转子磁通响应延迟时间常数τ_f发生变化。

[式7]

R_t＝R₂₀{1+α₂₀(t-20)}···(7)

再有，式(7)中的R_t是t[℃]下的电阻值，α₂₀是作为基准的20[℃]下的 温度系数，R₂₀是作为基准的20[℃]下的电阻值。

由此，即使在发生了转子特性的变化造成的参数误差的情况下，也能够 正确地实施非干扰补偿。其结果，能够大幅地改善电流控制系统的响应性。

另外，还有设置用于估计转子侧(二次侧)的电阻值R_r的部件，将估计 出的电阻值R_r作为输入，校正在非干扰磁通响应滤波器18中使用的参数的 方法。另外，在非干扰磁通响应滤波器18中使用的参数的电感取决于电流， 因此还有预先制作使输入为电流、使输出为电感的映射图，使用该映射图校 正电感的方法。

图6A、图6B是表示，在存在温度变化造成的参数误差的情况下，将实 施了第3实施方式的情况和实施了第1实施方式的情况在转矩阶跃响应下进 行比较的结果的图。再有，将图6A和图2A比较时，横轴是同一标度，但是 图6A的纵轴的整体标度，比图2A小。

如上所述，可知通过考虑温度变化，使在非干扰磁通响应滤波器18中使 用的参数可变，电流响应或转矩响应比第1实施方式进一步得到改善。

以上，根据第3实施方式，除了与第1实施方式同样的效果之外，还使 用转子特性使非干扰磁通响应滤波器18的特性可变，因此，能够改善有参数 误差的情况下的电流响应和转矩响应。

(第4实施方式)

图7是第4实施方式中的三相交流感应电机的控制系统的框图。与第1 实施方式的不同点在于，非干扰控制器17的输入是电机转速(机械角速度 ω_rm)、γ轴电流指令值(励磁电流指令值)iγ_s*、δ轴电流指令值(转矩电流 指令值)iδ_s*，并且具有对各轴的电流指令值输入实施模拟了电流延迟的滤波 处理的电流延迟滤波器40、41。

利用将由上述的式(6)表示的传递特性G2(s)用突斯汀近似等离散化 得到的数字滤波器作为电流延迟滤波器40、41。时间常数τ_c基于电流反馈控 制系统的响应延迟确定。

在如上所述的第2实施方式中，对于在非干扰控制器17基于映射图计算 出的非干扰补偿电压，实施由模拟了电流控制延迟的电流延迟滤波器20、21 进行的滤波处理。由此，能够充分改善转矩响应性等，但是由于使用未考虑 电流控制延迟的电流指令值进行映射图检索，因此，与基于数学模型的理想 的非干扰补偿相比，对瞬态响应性残留一些电流控制延迟的影响。

相对于此，在本实施方式中，将对于由电流指令值运算单元13计算出的 电流指令值iγ_s*、iδ_s*，实施了模拟电流控制延迟的滤波处理后的电流指令值， 作为非干扰控制器17的输入。因此，在更适当的位置反映电流控制延迟，即 使发生了由运转条件的不同造成的参数误差的情况下，也能够正确地实施非 干扰补偿。其结果，能够大幅地改善电流控制系统的响应性。

图8A、图8B是表示将实施了第4实施方式的情况和实施了第1实施方 式的情况在转矩阶跃响应下进行比较的结果的图。再有，图8A以及图8B， 是将图2A以及图2B的阶跃附近，相比图4A以及图4B进一步放大的图， 纵轴以及横轴的标度与图2A以及图2B不同。另外，假设这里没有参数误差。

如上所述，通过在适当的位置反映电流控制延迟，如图8A的椭圆包围 的部分所示，转矩阶跃时的γ轴电流(励磁电流)iγ_s、δ轴电流(转矩电流) iδ_s的响应性相比第1实施方式进一步提高。

以上，根据第4实施方式，除了与第1实施方式同样的效果之外，通过 还对电流指令值iγ_s、iδ_s实施模拟了电流控制延迟的滤波处理，能够进一步提 高电流控制系统的响应性。

进而，本发明并不限于上述的实施方式，当然可以在权利要求书记载的 技术思想的范围内实现各种变更。

本申请要求基于2012年3月22日向日本国专利局提出的特愿 2012-065887的优先权，该申请的所有内容通过参照而引入本说明书中。