一种双有源桥DC-DC变换器及其回流功率优化方法

摘要

本发明公开了一种双有源桥DC‑DC变换器及其回流功率优化方法，所述回流功率优化方法包括：采集变换器的实际输出电压，并根据采集到的实际输出电压与期望输出电压差值，得到期望标幺化传输功率；根据期望标幺化传输功率和变换器的电压转换比，得到内移相比和外移相比；根据内移相比和外移相比控制原边单相全桥电路和副边单相全桥电路中的开关管实现零电压开通或零电流关断，同时使变换器的回流功率最小。本发明通过控制双有源桥的内外移相比，一方面实现了宽负载范围内的输出电压精确控制，另一方面对变换器的回流功率进行了优化，在保证所有全控开关器件实现零电压开通或零电流关断的同时，使变换器的回流功率最小，提高了变换器的效率。

说明书

技术领域

本发明属于直流-直流变换器技术领域，更具体地，涉及一种双有源桥DC-DC变换器及其回流功率优化方法。

背景技术

随着全球能源危机与环境污染的加剧，分布式可再生能源、储能电站及电动汽车等得到了飞速的发展，这极大地促进了直流配电网的普及和发展。双有源桥DC-DC变换装置具有动态响应快、功率密度高、功率双向流动等诸多优点，已逐渐成为直流配电网的核心控制单元，同时也是电动汽车等直流负荷接入直流配电网的关键设备。双有源桥DC-DC变换装置的性能将影响整个直流配电网的运行性能，针对双有源桥DC-DC变换器的性能优化技术已成为国内外研究的热点，具有重大的工程意义。

回流功率定义为变换器向输入侧电源输出的功率，回流功率的存在使得变换器在相同传输功率下需提供更高的峰值电流，这大大降低了变换器的效率，因此对回流功率的优化分析具有一定的必要性；回流功率的优化分析是在传输功率一定的前提下，根据回流功率的表达式，求解回流功率的最小值。传统的回流功率优化分析方法包括拉格朗日求极值方法、查表法等等。由于回流功率在优化过程中需考虑多个约束条件，拉格朗日求极值方法无法完成多个约束条件下的求解；而查表法会使系统的实时性变差，且不具有普遍适用性。

综上所述，传统双有源桥DC-DC变换器存在回流功率大，传输效率低的缺点。

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种双有源桥DC-DC变换器及其回流功率优化方法，旨在解决现有双有源桥DC-DC变换器回流功率大，导致传输效率低的问题。

为实现上述目的，本发明一方面提供了一种双有源桥DC-DC变换器，包括：原边单相全桥电路、变压器、副边单相全桥电路、直接功率控制单元、回流功率优化控制单元；

所述原边单相全桥电路的直流侧与原边直流电源连接，交流侧通过辅助电感与所述变压器的原边连接；所述副边单相全桥电路的交流侧与所述变压器的副边连接，直流侧与副边直流负载连接；

所述直接功率控制单元输入端与所述副边单相全桥电路的直流侧连接，输出端与所述回流功率优化控制单元输入端连接；所述回流功率优化控制单元输出端分别与所述原边单相全桥电路和所述副边单相全桥电路的控制端连接；

所述直接功率控制单元，用于采集变换器的实际输出电压，并根据采集到的实际输出电压与期望输出电压，得到期望传输功率；

所述回流功率优化控制单元，用于根据所述期望传输功率和变换器的电压转换比，控制所述原边单相全桥电路和所述副边单相全桥电路中的开关管实现零电压开通或零电流关断，同时使所述变换器的回流功率最小；

其中，所述变换器的电压转换比为k＝V₁/nV₂，n为变压器变比、V₁为原边单相全桥电路直流侧的输入电压，V₂为副边单相全桥电路直流侧的输出电压。

进一步地，所述原边单相全桥电路包括：构成第一全桥电路的第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管和对应的反并联二极管以及原边直流稳压电容；

所述第一全桥电路与所述原边直流稳压电容并联。

进一步地，所述副边单相全桥电路包括：构成第二全桥电路的第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管和对应的反并联二极管以及副边直流稳压电容；

所述第二全桥电路与所述副边直流稳压电容并联。

进一步地，根据内移相比和外移相比不同的大小关系，所述变换器有以下四种工作模态：

第一模态，对应的边界约束条件为d₂＞d₁，d₁+d₂≥1，所述变换器的标幺化传输功率范围为

第二模态，对应的边界约束条件为d₂＞d₁，d₁+d₂＜1，所述变换器的标幺化传输功率范围为0≤p≤1；

第三模态，对应的边界约束条件为d₂≤d₁，d₁+d₂＜1，所述变换器的标幺化传输功率范围为

第四模态，对应的边界约束条件为d₂≤d₁，d₁+d₂≥1，所述变换器的标幺化传输功率范围为

其中，d₁为内移相比，定义为原边全桥电路中第一开关管与第四开关管或副边全桥电路中第五开关管与第八开关管驱动信号开通时间差与半开关周期的比值；d₂为外移相比，定义为原边全桥电路中第一开关管与副边全桥电路中第五开关管的驱动信号开通时间差与半开关周期的比值，p为标幺化传输功率，由所述变换器的最大传输功率作为基准值，对实际传输功率进行标幺化得到。

本发明另一方面还提供了一种双有源桥DC-DC变换器回流功率优化方法，包括：

(1)采集变换器的实际输出电压，并根据采集到的实际输出电压与期望输出电压差值，得到期望标幺化传输功率；

(2)根据所述期望标幺化传输功率和变换器的电压转换比，得到内移相比和外移相比；

(3)根据所述内移相比和外移相比控制所述原边单相全桥电路和所述副边单相全桥电路中的开关管实现零电压开通或零电流关断，同时使所述变换器的回流功率最小。

进一步地，步骤(2)中所述根据所述期望传输功率和变换器的电压转换比，得到内移相比和外移相比，具体包括：

(2.1)根据变换器的最大传输功率，获得变换器四种模态下的标幺化传输功率；

(2.2)根据变压器变比、原边单相全桥电路直流侧的输入电压、副边单相全桥电路直流侧的输出电压、变换器频率、辅助电感值和变换器的电压转换比，获得变换器直流电源侧回流功率；

(2.3)将所述变换器最大传输功率作为所述直流电源侧回流功率的基准值，获得直流电源侧的标幺化回流功率；

(2.4)在单一模态下，根据对应的边界约束条件和变换器对应模态下的标幺化传输功率，对直流电源侧的标幺化回流功率进行优化，获得使所述标幺化回流功率最小的内外移相比；

(2.5)在四种模态中选择最小的标幺化回流功率，得到实现变换器回流功率最小的内外移相比组合。

进一步地，所述变换器最大传输功率为P_max＝nV₁V₂/8fL；

其中，n为变压器变比、V₁为原边单相全桥电路直流侧的输入电压，V₂为副边单相全桥电路直流侧的输出电压，f为变换器频率，L为辅助电感值。

通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，能够取得以下有益效果：

本发明的回流功率优化方法，首先在变换器各个子模态对应的边界约束条件内构建可行域，利用可行域内求最优的方法实现单一子模态下回流功率的局部优化控制，然后在四种模态中选择最优的回流功率，通过模态之间的切换实现变换器回流功率的全局优化控制，从而在实现所有全控开关器件零电压开通或零电流关断的同时，使变换器的回流功率降低到最小值，提高了变换器的传输效率。

附图说明

图1为本发明实施例提供的双有源桥DC-DC变换器的结构示意图；

图2为本发明实施例提供的双有源桥DC-DC变换器的实施电路拓扑图；

图3为本发明实施例提供的双有源桥DC-DC变换器回流功率优化控制方法结构图；

图4为本发明实施例提供的双有源桥DC-DC变换器在四种模态下的标幺化传输功率二维分布图；

图5-8分别为本发明实施例提供的双有源桥DC-DC变换器在四种模态下的电压电流波形图；

图9(a)为模态1运行区域及对应的极值d_2min，图9(b)为电压转换比k＝1.5，p＝0.6时，回流功率随d₂的变化曲线；

图10(a)-图10(d)分别为双有源桥DC-DC变换器在模态1、模态2、模态3、模态4下回流功率的优化轨迹；

图11(a)-图11(d)为k＝1.5时，双有源桥DC-DC变换器分别在模态1、模态2、模态3、模态4下最优回流功率随标幺化传输功率的变化曲线；

图12为k＝1.5时，双有源桥DC-DC变换器分别在单移相控制下、本发明的回流功率优化控制下，回流功率随标幺化传输功率的变化曲线。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

参考图1，本发明实施例提供的一种双有源桥DC-DC变换器，包括：原边单相全桥电路H₁、变压器T、副边单相全桥电路H₂、直接功率控制单元、回流功率优化控制单元；

原边单相全桥电路H₁的直流侧与原边直流电源连接，交流侧通过辅助电感L与变压器T的原边连接；副边单相全桥电路H₂的交流侧与变压器T的副边连接，直流侧与副边直流负载连接；直接功率控制单元输入端与副边单相全桥电路H₂的直流侧连接，输出端与回流功率优化控制单元输入端连接；回流功率优化控制单元输出端分别与原边单相全桥电路H₁和副边单相全桥电路H₂的控制端连接；直接功率控制单元，用于采集变换器的实际输出电压，并根据采集到的实际输出电压与期望输出电压，得到期望传输功率；回流功率优化控制单元，用于根据期望传输功率和变换器的电压转换比，控制原边单相全桥电路和副边单相全桥电路中的开关管实现零电压开通或零电流关断，同时使变换器的回流功率最小；

其中，变换器的电压转换比由公式k＝V₁/nV₂计算，n为变压器变比、V₁为原边单相全桥电路直流侧的输入电压，V₂为副边单相全桥电路直流侧的输出电压。

具体地，如图2所示，原边单相全桥电路H₁包括：原边直流稳压电容C₁及构成第一全桥电路的第一开关管Q₁、第二开关管Q₂、第三开关管Q₃、第四开关管Q₄和对应的反并联二极管D₁、D₂、D₃、D₄；第一全桥电路与原边直流稳压电容C₁并联；副边单相全桥电路H₂包括：副边直流稳压电容C₂及构成第二全桥电路的第五开关管Q₅、第六开关管Q₆、第七开关管Q₇、第八开关管Q₈和对应的反并联二极管D₅、D₆、D₇、D₈；第二全桥电路与副边直流稳压电容C₂并联。

本发明的双重移相控制存在两个移相比：内移相比d₁，定义为原边全桥电路中第一开关管Q1与第四开关管Q4或副边全桥电路中第五开关管Q5与第八开关管Q8驱动信号开通时间差与半开关周期的比值，0≤d₁≤1；外移相比d₂，定义为原边全桥电路中第一开关管Q1与副边全桥电路中第五开关管Q5的驱动信号开通时间差与半开关周期的比值，0≤d₂≤1。

根据内移相比和外移相比不同的大小关系，上述变换器有以下四种工作模态:

当d₂＞d₁，d₁+d₂≥1，变换器处于模态1；

当d₂＞d₁，d₁+d₂＜1，变换器处于模态2；

当d₂≤d₁，d₁+d₂＜1，变换器处于模态3；

当d₂≤d₁，d₁+d₂≥1，变换器处于模态4

其中，d₁为内移相比，d₂为外移相比。

本发明的双有源桥DC-DC变换器中开关管Q₁～Q₈在以上4种工作模态中，同一桥臂上下开关管的控制信号互补，各个开关管的控制信号频率相同且占空比都为50％，因此每个开关管在开通和关断时刻流过的变压器原边电感电流幅值相同、方向相反，因此，开通和关断时刻，必然有一次电流会流经开关管反并联二极管，相应地，开关管必然实现零电压开通或零电流关断，即自然软开关，因此只会发生一次硬开关损耗，减小了变换器损耗，提高了变换器效率。

如图3所示，本发明实施例还提供了一种双有源桥DC-DC变换器回流功率优化方法，包括：

(1)采集变换器的实际输出电压V₂(s)，并根据采集到的实际输出电压与期望输出电压V_2ref(s)差值，得到期望标幺化传输功率p；

(2)根据所述期望标幺化传输功率p和变换器的电压转换比k，得到内移相比d₁和外移相比d₂；

(3)根据内移相比和外移相比控制原边单相全桥电路和副边单相全桥电路中的开关管Q₁～Q₈实现零电压开通或零电流关断，同时使变换器的回流功率最小。

具体地，获得内移相比d₁和外移相比d₂是本发明的回流功率优化方法的关键所在，下面将对该步骤进行详细的说明：

步骤(2)包括以下步骤：

(2.1)根据变换器的最大传输功率，获得变换器四种模态下的标幺化传输功率；

当内移相比d₁＝0，外移相比d₂＝0.5，变换器达到最大传输功率P_max＝nV₁V₂/8fL，其中，n为变压器变比、V₁为原边单相全桥电路直流侧的输入电压，V₂为副边单相全桥电路直流侧的输出电压，f为变换器频率，L为辅助电感值；

以该最大传输功率作为变换器实际传输功率P的基准值，可得标幺化传输功率p：

根据式(1)可得到如图4所示的变换器在四种模态下的功率分布二维图，可以看出在模态1和模态3下变换器的标幺化传输功率范围为在模态2下变换器的标幺化传输功率范围为0≤p≤1；在模态4下变换器的标幺化传输功率范围为

(2.2)根据变压器变比、原边单相全桥电路直流侧的输入电压、副边单相全桥电路直流侧的输出电压、变换器频率、辅助电感值和变换器的电压转换比，获得变换器四种模态下直流电源侧的回流功率；

以变换器的电压转换比k>1为例，变换器在上述四种模态下的电压电流波形图，依次如图5-图8所示，其中，V_AB为原边全桥电路H₁桥臂中点的输出电压，V_CD为副边全桥电路H₂桥臂中点的输出电压，V_L为变压器原边辅助电感电压，i_L为变压器原边辅助电感电流；

参考图5，对模态1下的回流功率进行分析，电路达到稳态时，一个开关周期内电感电流可以分为八个阶段，且电感电流平均值为零，分析各阶段电感电流的表达式并由电流对称性i_L(t₀)＝-i_L(t₄)，i_L(t₁)＝-i_L(t₅)，i_L(t₂)＝-i_L(t₆)，i_L(t₃)＝-i_L(t₇)，可得到：

由(2)式可知，i_L(t₀)、i_L(t₁)、i_L(t₂)始终小于0，而i_L(t₃)根据内移相比d₁、外移相比d₂和电压转换比k不同的大小关系，正负不确定；

当i_L(t₃)＞0，则变换器电感电流过零点在t₂～t₃之间，设t₂′为过零点，在t₂～t₂′阶段中，电感电流i_L与原边全桥电路H₁桥臂中点的输出电压V_AB相位相反，传输功率为负值，电源侧回流功率P_cir为：

其中，T为一个开关周期；

当i_L(t₃)＜0，则变换器过零点在t₃～t₄之间，设t′₃为过零点，t₃～t′₃阶段中，电感电流i_L与原边全桥电路H₁桥臂中点的输出电压V_AB相位相反，传输功率为负值，电源侧回流功率P_cir为：

(2.3)根据变换器的最大传输功率，获得变换器四种模态下的标幺化回流功率；

以变换器的最大传输功率P_max＝nV₁V₂/8fL为基准值，可得标幺化回流功率M_cir为：

同理，得到变换器4种模态下的标幺化回流功率表达式：

(2.4)在单一模态下，根据对应的边界约束条件和变换器对应模态下的标幺化传输功率，对直流电源侧的标幺化回流功率进行优化，获得使所述标幺化回流功率最小的内外移相比；

回流功率的优化是在传输功率一定的前提下，根据回流功率的表达式，求解回流功率的最小值，以模态1下的回流功率优化为例进行说明，优化目标函数为式(5)，模态边界约束条件为：

将模态1下的标幺化传输功率表达式p＝2(1-d₂)(1+d₂-2d₁)带入式(5)中，得到新的目标函数，对新的目标函数在约束条件下求极值，可得当d₂＝d_2min时，回流功率取得最小值；

根据内移相比d₁、外移相比d₂和电压转换比k不同的大小关系，d_2min表达式如下：

如图9(a)所示，阴影部分是模态1对应的运行区域，根据模态1下的回流功率表达式(5)将模态1分为两个区域，d_2min1对应运行区域①，d_2min2对应运行区域②，d_2min1和d_2min2随p的变化曲线分别如图中虚线和实线所示，可以看出d_2min1不在运行区域内。

当k＝1.5，p＝0.6时，回流功率M_cir随d_2min的变化曲线如图9(b)所示，可以看出，回流功率M_cir在d_2min点处取得最小值，当d₂＜d_2min时，随d₂的增加，回流功率M_cir减小；当d₂≥d_2min时，随d₂的增加，回流功率M_cir增大。因此，在给定传输功率下，若回流功率的极值点d_2min在运行区域内时，选择d_2min作为回流功率最小化控制的工作点；若回流功率的极值点d_2min不在运行区域内，则选择运行区域内最靠近极值点的边界上的d₂作为回流功率最小化控制的工作点。

(2.5)在四种模态中选择最小的标幺化回流功率，得到实现变换器回流功率最小的内外移相比组合；

同理可以分析其他三种模态，图10(a)-图10(d)分别给出了四种子模态的运行区域，运行区域用(d₂,p)可取的点构成的区域来描述，回流功率优化轨迹如图中箭头所示，其中模态4的传输功率和回流功率的表达式中都只含d₁，因此其回流功率无法进行优化。

图11(a)-图11(d)依次为四种模态下最小回流功率M_cir随标幺化传输功率p的变化曲线，标幺化传输功率p在0～1/2时，变换器可以工作在模态1、2、3、4下；标幺化传输功率p在1/2～2/3时，变换器可以工作在模态1、2、3下；标幺化传输功率p在2/3～1时仅工作在模态2下，最后对四种模态的局部回流功率最小化控制结果进行比较，确定全局最优的运行点轨迹，全局最优回流功率运行轨迹如图12所示，可以看出采用本发明的回流功率控制策略对变换器的回流功率进行优化后，与单移相控制下变换器的回流功率相比，变换器中的回流功率大大降低，符合理论研究。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。