宽带信号接收方法、装置及电子战接收机

摘要

本发明公开了一种宽带信号接收方法。本发明方法对接收到的宽带射频信号进行基于光子技术的傅立叶变换并对变换后信号进行时域分析，得到所述宽带射频信号的时域延时信息；与此同时，对所述宽带射频信号进行光子辅助高分辨率接收，并根据所述时域延时信息对光子辅助高分辨率接收的参数进行实时控制，从而实现宽带范围内射频信号的高精细全覆盖接收。本发明还公开了一种宽带信号接收装置和一种电子战接收机。本发明可实现对多频段宽带覆盖信号的实时、可重构的高精细接收，并且避免全波段覆盖、高分辨率精细接收所需要的过高资源代价。

说明书

技术领域

本发明涉及一种射频信号接收方法，尤其涉及一种宽带信号高精度接收方法，属于微波光子技术领域。

背景技术

电子战系统需要实现对频谱宽开、空间宽开的覆盖工作全频段、大动态范围的射频信号的全覆盖接收，这对现在接收机系统提出了巨大挑战。在电子战领域，对信号进行有效接收更是具有非常重要的意义。现代电子接收机除了需要具有高精度、高灵敏度、大动态范围的能力之外，还必须具有大的瞬时带宽，同时需要具备对监测到的信号做实时处理的能力。

常见的接收机可以分为四类：宽带接收机、窄带接收机、多信号接收机、信道化和数字接收机。晶体视频接收机(F.B.Gross and K.Chen,"Comparison of detectabilityof traditional pulsed and spread spectrum radar waveforms in classic passivereceivers,"IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems,vol.41,no.2,pp.746-751,2005.)的基本原理如图1所示，通过带通滤波器完成频带的选择，再通过前置放大器和晶体检波器完成信号的幅度解调，最后通过对数视频放大器完成调幅信号的合并输出。对于瞬时测频接收机(H.Gruchala and M.Czyzewski,"The instantaneousfrequency measurement receiver in the complex electromagnetic environment,"inInternational Conference on Microwaves,Radar and Wireless Communications,vol.1.,pp.155-158,2004,)，信号经过带通滤波器和前置放大器之后，再经频率转换系统将频率信息转换为与频率有关的信号，经数字电路量化后直接生成频率读数。其基本原理如图2所示。两类接收机均可提供宽频覆盖范围，但无法同时处理多个信号，同时，其脉冲接收能力受高功率连续波的影响较大，灵敏度低。

调谐接收机(J.O.Salo,"Tunable receiver,"US,US 6748198 B1[P].2004.)的基本原理如图3所示，在晶体视频接收机结构的基础上，在前置放大器前后增加了可调电滤波器，通过调节前后两个滤波器的通带，之后的晶体视频接收机可以同时控制多个信号，并且由于电滤波器的带宽窄，系统可实现更高的灵敏度。在某些特殊应用场合，如需监视始终位于同一频率的多个信号时，可以采用固定调谐式接收机。超外差接收机(T.Ichikawa andH.Iwasaki,"Superheterodyne receiver,"US,US 4776040[P].1988.)的原理如图4所示，利用可调谐的本振信号，将射频信号下变频到固定的中频，同时，为隔离干扰信号的影响，可增加可调谐带通滤波器实现预滤波。这两种接收机可以提高灵敏度，但问题在于只能覆盖频谱的有限部分。

频谱接收机包括布拉格小盒接收机和压缩接收机。布拉格小盒接收机(J.P.Lindley and H.L.Nurse,"Spectrum Analysis Using Acousto-OpticTechniques,"in Effect Utilization of Optics in Radar Systems,pp.118-127,1977.)的基本原理如图5所示，接收到的信号加载到一个晶体布拉格小盒，使得激光器发出的光在布拉格小盒处发生折射，折射角度与接收到的信号的频率成正比，因此可通过光监测阵列监测折射后的光信号分量即可得到输入信号的频谱信息。压缩接收机(J.Harrington and R.Nelson,"Compressive intercept receiver uses SAW devicesfor signal sorting with stability and flexibility,"Microwave Journal,vol.17,pp.57-60,1974.)的原理如图6所示，基本上是一个快速调谐的超外差接收机，通过扫频产生器使得本振信号可以在特定频段内频率快速扫描，其输出通过压缩滤波器产生与频率成比例的延迟。这一接收机又称扫频接收机，系统的最终输出为接收机的全频带频谱显示。频谱接收机可以提供瞬时的宽带频谱覆盖，可以同时处理多个信号，但无法实现对信号的高精细接收，不能对信号进行解调，所以不能获取信号的完整信息。

信道化接收机是一组可连续设置通带的固定频率接收机，其基本原理如图7所示(F.B.Gross and K.Chen,"Comparison of detectability of traditional pulsed andspread spectrum radar waveforms in classic passive receivers,"IEEETransactions on Aerospace and Electronic Systems,vol.41,no.2,pp.746-751,2005.)。信道化接收机每个通带的接收带宽相同，不同通带的可接受频段不同，所有通带共同组成解调信号的输出。基于信道化接收机实现对电信号的宽带高精度接收，需要构建完全覆盖全频段的数目巨大的信道，系统复杂，且系统的数据量巨大。数字接收机通过将接收的信号采样、量化等操作完成数据的采集，并在数字域上对信号进行分析和处理，其典型结构如图8所示(J.Mitola,"Software radio architecture:a mathematicalperspective,"IEEE Journal on selected areas in communications,vol.17,no.4,pp.514-538,1999.)。信道化和数字接收机可以提供电子战系统所需的大部分接收机性能参数，但随着带宽的增加，二者需要的处理资源都会随之极剧增加，对其在电子战系统中的应用带来挑战。

光子技术具有可并行处理、光谱资源丰富、处理速度快、瞬时带宽大等优势，目前基于光子技术的瞬时测频、信道化接收机，基于光模数转换的数字接收机等也得到了广泛关注和研究。

基于光子技术的瞬时测频接收机(X.H.Zou,S.L.Pan,and J.P.Yao,"Instantaneous Microwave Frequency Measurement With Improved Measurement Rangeand Resolution Based on Simultaneous Phase Modulation and IntensityModulation,"Journal of Lightwave Technology,vol.27,no.23,pp.5314-5320,2009.)其基本原理如图9所示。微波信号通过电光调制并经过上下两路的与微波频率相关的幅度衰落，经光电转换后得到上下两路的幅度比，根据此幅度比反推出信号的频率，完成瞬时测频接收机的功能。然而，基于光子的瞬时测频技术无法同时对两个或多个信号进行接收，在电子战对多目标同时接收的应用中性能受到极大的限制。

基于光子技术的信道化接收机通过引入光子技术来实现对电信号的信道化。其中一种典型结构和原理如图10所示(X.J.Xie,Y.T.Dai,K.Xu,J.Niu,R.X Wang,L.Yan,andJ.T.Lin,Broadband photonic RF channelization based on coherent opticalfrequency combs and I/Q demodulators,IEEE Photonics Journal,2012,4(4):1196-1202.)。将射频信号通过电光调制器调制在其中一路信号光频梳上，另一路光频梳作为本振光，利用两组光频梳梳齿间隔的些微的差别，结合光域的变频和滤波等，在光域实现对宽带电信号的信道化。然而，除了光子技术本身对信道化实现引入的信道串扰抑制、并行处理等优势之外，信道化接收机这种装置和方法本身所面临的挑战依然存在，即基于信道化技术在对全频段信号进行接收时，需要构建完全覆盖全频段的数目巨大的信道，系统复杂，且系统的数据量巨大。

基于光模数转换的数字接收机技术，通过引入光子技术来实现模数转换，从而实现数字化接收。其中一种典型结构如图11所示(F.Scotti,F.Laghezza,S.Pinna,P.Ghelfi,and A.Bogoni,"High precision photonic ADC with four time-domain-demultiplexedinterleaved channels,"in OptoElectronics and Communications Conference andPhotonics in Switching,p.TuO1_3,2013.)。相对于基于电模数转换的数字接收机，通过引入超低抖动的光脉冲源作为采样时钟，充分利用光波长资源丰富、可并行处理等优势，提升了模数转换的性能。然而，数字接收机技术本身所面临的挑战依然存在，即为了实现覆盖全频段的高精度信号接收，需要构建路数巨大的并行架构来实现，系统异常复杂，且一致性和稳定性难以保证。

综上可知，如何实现频谱宽开、空间宽开、时间宽开的信号的覆盖全频段的高精细接收是当前的一大挑战。目前已有的射频信号接收系统架构，难以同时保证大带宽和高精度的信号接收，或者需要基于巨大的资源代价。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于克服现有技术不足，提供一种基于光子时频处理的宽带信号高精度接收方法，可实现对多频段宽带覆盖信号的实时、可重构的高精细接收，并且避免全波段覆盖、高分辨率精细接收所需要的过高资源代价。

本发明具体采用以下技术方案解决上述技术问题：

一种宽带信号接收方法，对接收到的宽带射频信号进行基于光子技术的傅立叶变换并对变换后信号进行时域分析，得到所述宽带射频信号的时域延时信息；与此同时，对所述宽带射频信号进行光子辅助高分辨率接收，并根据所述时域延时信息对光子辅助高分辨率接收的参数进行实时控制，从而实现宽带范围内射频信号的高精细全覆盖接收。

优选地，使用光子辅助的信道化接收方法进行所述光子辅助高分辨率接收；所述光子辅助高分辨率接收的参数为光子辅助的信道化接收方法中的光频梳的梳齿间隔控制参数、可编程光处理器的响应操控参数、光子移频的频率操控参数。

进一步地，所述根据所述时域延时信息对光子辅助高分辨率接收的参数进行实时控制，具体方法如下：选取适当的光子移频的频率操控参数，使得光载波的移频量为f_shift，从而信号光频梳和本振光频梳的中心频率分别为f₀、f₀+f_shift；通过光频梳的梳齿间隔控制参数，使得信号光频梳和本振光频梳的梳齿间隔分别为f_FSR1、f_FSR2，且满足f_FSR2-f_FSR1＝Δf，Δf为每个信道的带宽，并由此确定a、b，使得a为满足f_shift+a>FSR2<a>FSR1+f_c-BW/2的最大整数，b为满足f_shift+b>FSR2>b>FSR1+f_c+BW/2的最小整数；据此得到可编程光处理器的响应操控参数，从而使得每个信道的通带中心频率为f₀+f_shift+n>FSR2，n取值在(a,a+1,……,b)，通带带宽为f_FSR2-f_FSR1，信道数量为大于BW/(f_FSR2-f_FSR1)的最小值，BW为依据所述宽带射频信号的时域延时信息得到的所述宽带射频信号的带宽。

优选地，所述基于光子技术的傅立叶变换为基于锁模激光器和时频卷积的傅立叶变换，或者为基于单频光源和时间透镜的傅立叶变换。

优选地，所述基于光子技术的傅立叶变换与光子辅助高分辨率接收复用同一光源和同一接收天线。

根据相同的发明思路还可以得到以下技术方案：

一种宽带信号接收装置，包括：

光子辅助高分辨率接收模块，用于对接收到的宽带射频信号进行光子辅助高分辨率接收；

光子傅立叶变换模块，用于对所述宽带射频信号进行基于光子技术的傅立叶变换；

时域分析模块，用于对变换后信号进行时域分析，得到所述宽带射频信号的时域延时信息；

基于延时信息的参数控制系统，用于根据所述时域延时信息对光子辅助高分辨率接收的参数进行实时控制，从而实现宽带范围内射频信号的高精细全覆盖接收。

优选地，所述光子辅助高分辨率接收模块使用光子辅助的信道化接收方法进行所述光子辅助高分辨率接收；所述光子辅助高分辨率接收的参数为光子辅助的信道化接收方法中的光频梳的梳齿间隔控制参数、可编程光处理器的响应操控参数、光子移频的频率操控参数。

进一步地，所述根据所述时域延时信息对光子辅助高分辨率接收的参数进行实时控制，具体方法如下：选取适当的光子移频的频率操控参数，使得光载波的移频量为f_shift，从而信号光频梳和本振光频梳的中心频率分别为f₀、f₀+f_shift；通过光频梳的梳齿间隔控制参数，使得信号光频梳和本振光频梳的梳齿间隔分别为f_FSR1、f_FSR2，且满足f_FSR2-f_FSR1＝Δf，Δf为每个信道的带宽，并由此确定a、b，使得a为满足f_shift+a>FSR2<a>FSR1+f_c-BW/2的最大整数，b为满足f_shift+b>FSR2>b>FSR1+f_c+BW/2的最小整数；据此得到可编程光处理器的响应操控参数，从而使得每个信道的通带中心频率为f₀+f_shift+n>FSR2，n取值在(a,a+1,……,b)，通带带宽为f_FSR2-f_FSR1，信道数量为大于BW/(f_FSR2-f_FSR1)的最小值，BW为依据所述宽带射频信号的时域延时信息得到的所述宽带射频信号的带宽。

优选地，所述光子傅立叶变换模块由依次连接的正色散光纤、电光调制器、反色散光纤构成，所述宽带射频信号接入该电光调制器的微波输入端；或者，所述光子傅立叶变换模块由强度调制器、相位调制器、抛物线信号产生器和色散光纤构成，所述宽带射频信号接入强度调制器的微波输入端，抛物线信号产生器的输出端和强度调制器的输出端分别连接相位调制器的微波输入端和光载波输入端，相位调制器的输出端连接所述色散光纤。

优选地，光子辅助高分辨率接收模块和光子傅立叶变换模块复用同一光源和同一接收天线。

一种电子战接收机，包括如上任一技术方案所述宽带信号接收装置。

相比现有技术，本发明技术方案及其进一步改进或优选技术方案具有以下有益效果：

1、本发明通过引入光子傅立叶变换对覆盖多频段、多格式射频信号的实时宽带分析能力，结合数字分析和调控技术的精细、灵活可重构优势，以及光子辅助高分辨率精细接收对信号的精细处理能力，实现了对多频段宽带覆盖信号的实时、可重构的高精细接收，并且避免全波段覆盖、高分辨率精细接收的过高资源代价。

2、本发明技术方案对接收到的射频信号形式无要求，可实现同时多频段、多种信号形式的宽带高精细接收，可应用于电子战、雷达等多种用途的多频段射频系统。

附图说明

图1为晶体视频接收机结构示意图；

图2为瞬时测频接收机结构示意图；

图3为调谐接收机结构示意图；

图4为超外差接收机结构示意图；

图5为布拉格小盒接收机结构示意图；

图6为压缩接收机结构示意图；

图7为信道化接收机结构示意图；

图8为数字接收机结构示意图；

图9为基于光子瞬时测频接收技术的接收机结构示意图；

图10为基于光子的信道化接收技术的接收机结构示意图

图11为基于光模数转换的数字接收技术的接收机结构示意图

图12为本发明宽带信号接收装置一种优选架构的结构原理示意图；

图13为本发明宽带信号接收装置第一个具体实施例的结构原理示意图；

图14为本发明宽带信号接收装置第二个具体实施例的结构原理示意图；

图15为实施例1情况下，色散系数为780ns/nm，仿真得到的输入信号为不同频率单频信号时，光子傅立叶变换模块输出的时域波形图；

图16为实施例1情况下，色散系数为780ns/nm，仿真得到的光子傅立叶变换模块输出信号中参考脉冲与信号脉冲之间的延时与信号的频率之间的关系图；

图17为实施例1情况下，色散系数为10ns/nm，实验得到的输入信号为不同频率单频信号时，光子傅立叶变换模块输出信号的时域波形图；

图18为实施例1情况下，色散系数为10ns/nm，实验得到的光子傅立叶变换模块输出信号中参考脉冲与信号脉冲之间的延时与信号的频率之间的关系图。

具体实施方式

针对现有宽带电信号接收系统所存在的不足，本发明引入光域对宽带覆盖信号的实时傅立叶变换，通过对输出结果的时域分析，基于光子智能认知和控制模块，实现光子辅助的高分辨率精细接收装置的参数选择，利用光子辅助的高分辨率接收技术，实现对接收信号的高分辨率精细接收。

具体地，本发明宽带信号接收装置包括：

光子辅助高分辨率接收模块，用于对接收到的宽带射频信号进行光子辅助高分辨率接收；

光子傅立叶变换模块，用于对所述宽带射频信号进行基于光子技术的傅立叶变换；

时域分析模块，用于对变换后信号进行时域分析，得到所述宽带射频信号的时域延时信息；

基于延时信息的参数控制系统，用于根据所述时域延时信息对光子辅助高分辨率接收的参数进行实时控制，从而实现宽带范围内射频信号的高精细全覆盖接收。

其中，所述光子傅立叶变换模块可采用现有的基于大色散介质的远场傅立叶变换，基于时间透镜的近场傅立叶变换，基于时频卷积的傅立叶变换，基于循环移频的傅立叶变换等，本发明优选采用基于锁模激光器和时频卷积的傅立叶变换，或者基于单频光源和时间透镜的傅立叶变换。

所述光子辅助高分辨率接收模块可采用现有的基于光子技术的瞬时测频技术、光子辅助的信道化接收技术或基于光模数转换的数字接收机技术等实现。优选地，所述光子辅助高分辨率接收模块使用光子辅助的信道化接收方法进行所述光子辅助高分辨率接收；所述光子辅助高分辨率接收的参数为光子辅助的信道化接收方法中的光频梳的梳齿间隔控制参数、可编程光处理器的响应操控参数、光子移频的频率操控参数。

图12显示了本发明宽带信号接收装置的一种优选架构，其包括：电功分器、光源模块、光子傅立叶变换模块、时域分析模块、基于延时信息的参数控制系统，以及光子辅助高精度接收模块。射频信号被宽带天线接收，经过电功分器分为两路，电功分器的1端口连接光子傅立叶变换模块的电输入端；光源模块的1端口连接光子傅立叶变换模块的光输入端；光子傅立叶变换模块输出时域上的信号脉冲和参考脉冲，其输出端连接时域分析模块；时域分析模块在数字域对光子傅立叶变换的输出结果进行时域分析，输出信号脉冲和参考脉冲之间的时域延时信息，并连接基于延时信息的参数控制系统；基于延时信息的参数控制系统，根据时域分析模块分析得到的信号脉冲和参考脉冲之间的时域延时信息，得到光子辅助高分辨率接收模块的控制参数，包括光频梳的梳齿间隔控制参数、可编程光处理器的响应操控参数、光子移频的频率操控参数，并连接光子辅助高精度接收模块的控制端，根据光子傅立叶模块的时域分析结果输出对光子辅助高精度接收模块的参数选择；光子辅助高精度接收模块为光子辅助的信道化接收模块，其电输入口连接电功分器的2端口，光输入口连接光源的2端口，在信道化接收模块，利用光源生成单频光载波，根据光子移频的频率操控参数对此单频光载波进行移频，并根据光频梳的梳齿间隔控制参数，利用移频后的光载波生成本振光频梳；利用光源生成另一组信号光频梳，将待接收的信号调制到此信号光频梳上，并与本振光频梳进行90°混频，并根据可编程光处理器的响应操控参数控制可编程光处理器的通道响应，自适应地完成通道选择；通道选择后输出的光信号经过正交解调，实现对接收的宽带射频信号的高分辨率精细接收。

实施例1：

图13显示了基于图12所示架构的本发明宽带信号接收装置的一个具体实施例。

在本实施例中，光源模块由锁模激光器、梳齿选择模块、光载波移频模块、电光调制器构成，光子傅立叶变换模块由依次连接的正色散光纤、电光调制器、反色散光纤构成，时域分析模块由光电探测器、电ADC构成。光子辅助高精度接收模块由电光调制器、90°光耦合器、微环光处理器阵列、平衡光电探测器、90°电桥、电滤波器和数字信号处理模块构成。

在光源模块的第一部分，锁模激光器产生光信号，其在时域上表现为重复周期为T₁的光脉冲，可以表示为A₀(t)；在频域上表现为中心频率为f₀，梳齿间隔为f_FSR1的光频梳，可以表示为U₀(ω)，大于中心频率的频率梳齿为实际使用的光频梳，可以表示为f₀+n>FSR1(n＝0,1,2……)。此光信号分为两路。

在上路部分第一段正色散光纤的时域响应为h₁(t)(频域表示为H₁(ω))，色散系数为重复周期为T₁的光脉冲经过第一段正色散光纤，光脉冲得到展宽，展宽后的光脉冲的时域表达式为A₁(τ)(频域表示为U₁(ω))，接收到的宽带电信号的时域表示为f(t)(频域表示为F(ω))，在电光调制器处，展宽后的光脉冲信号被接收到的宽带电信号进行调制，经过接收到的宽带电信号的调制，调制后的展宽光脉冲的时域表达式为A₂(t)(频域表示为U₂(ω))，第二段反色散光纤的时域响应为h₂(t)(频域表示为H₂(ω))，色散系数为经过第二段反色散光纤，调制后的展宽光脉冲得到压缩，其时域表达式为A₃(t)，

其中，IFT为反傅立叶变换。可以看出，输出的信号时域波形为输入光脉冲与信号傅立叶变换的卷积，即实现了基于光子技术的傅立叶变换。其具体表现形式为一个参考光脉冲和一个信号光脉冲，参考光脉冲和信号光脉冲之间的时域延时与信号的频率成正比，信号光脉冲的时域宽度与信号的带宽成正比。

图15给出了当色散系数为780ns/nm，电光调制器采用单边带调制的方式时，仿真得到的输入信号为不同频率单频信号时，光子傅立叶变换模块输出的时域波形图。此时，光子傅立叶变换模块输出参考光脉冲和信号光脉冲。在此基础上，分析当信号的频率改变时，参考脉冲和信号脉冲之间时域延时的变化，得到图16，可以看出，参考光脉冲和信号光脉冲之间的时域延时与信号的频率成正比，且比例系数为色散量的值。

图17给出了当色散系数为10ns/nm，电光调制器采用载波抑制的双边带调制方式时，实验得到的输入信号为不同频率单频信号时，光子傅立叶变换模块输出信号的时域波形图。此时光子傅立叶变换模块输出两个信号光脉冲，两个信号光脉冲时域延时的一半等效为参考光脉冲和信号光脉冲之间的时域延时。在此基础上，分析当信号的频率改变时，参考脉冲和信号脉冲之间时域延时的变化，得到图18，可以看出，参考光脉冲和信号光脉冲之间的时域延时与信号的频率成正比，且比例系数为色散量的值。

傅立叶变换之后的光信号经过光电探测器完成光电探测，通过电ADC对光电探测后的电信号进行采样，并对光子傅立叶变换输出的时域结果进行分析，得到参考光脉冲和信号光脉冲之间的时域延时为τ，信号光脉冲的时宽为ΔT；在基于时域信息的参数控制模块中，建立光子傅立叶变换输出结果的时域延时信息到光子辅助高分辨率接收模块参数选择的映射关系，调用该映射关系，得到光子辅助高分辨率接收模块的控制参数，包括光频梳的梳齿间隔控制参数、可编程光处理器的响应操控参数、光子移频的频率操控参数；

在光源模块的第二部分，锁模激光器产生的光信号经过梳齿选择模块、光载波移频模块、电光调制器，根据得到的光子移频的频率操控参数、光频梳的梳齿间隔控制参数，生成中心频率为f₀+f_shift，梳齿间隔为f_FSR2的光频梳，大于中心频率的频率梳齿为实际使用的光频梳，可以表示为f₀+f_shift+n>FSR2(n＝0,1,2……)。

在下路部分，中心频率为f₀，梳齿间隔为f_FSR1的光频梳作为信号光频梳，通过电光调制器以载波抑制单边带调制的方式将待接收电信号f_sig调制上去，调制后的光频梳表示为f₀+n>FSR1+f_sig(n＝0,1,2……)，并输入90°光耦合器的信号光口；同时，表示为f₀+f_shift+nf_FSR2(n＝0,1,2……)的光频梳作为本振光频梳，输入90°光耦合器的本振光口。信号光频梳与本振光频梳在90°光耦合器处进行90°光耦合，一对正交输出分别送入到可编程光处理模块。本实施例中的可编程光处理模块基于集成微环阵列实现，用于根据可编程光处理器的响应操控参数，将90°耦合后的光信号按照频率分为若干个信道，每个信道的通带中心频率为f₀+f_shift+n>FSR2，通带带宽为f_FSR2-f_FSR1，使得单个信道可以滤出频率为f₀+f_shift+n>FSR2的本振光频梳梳齿与该信道内对应的信号光。n取值在(a,a+1,……,b)，使得所有信道可以完成对接收电信号f_sig的完全接收，即f₀+f_shift+a>FSR2<f₀+a>FSR1+f_sig且f₀+f_shift+b>FSR2>f₀+b>FSR1+f_sig。根据不同的可编程光处理器的响应操控参数，动态地调整信道化过程中所使用的每个信道的通带位置和通带宽度，完成信道的动态选择，实现将90°光耦合后的光信号滤出到若干个信道内。每个信道内的信号经过平衡光电探测器、90°电桥和带宽为f_FSR2-f_FSR1的电滤波器完成正交解调。每个信道输出的窄带信号经过数字信号处理模块在数字域上完成各通道窄带信号的拼接，从而实现对接收的宽带射频信号的高分辨率精细接收。

其中，控制系统对光子辅助高精度接收模块的控制过程如下：光子傅立叶变换所用的色散介质其色散量为D，根据得到的参考光脉冲和信号光脉冲之间的时域延时为τ，信号光脉冲的时宽为ΔT，可以得到待接收的信号其中心频率为f_c＝τ/D，带宽为BW＝ΔT/D。假设高精度接收模块中每个可用信道的带宽为Δf，通过光频梳的梳齿间隔控制参数，使得信号光频梳和本振光频梳的梳齿间隔分别为f_FSR1、f_FSR2，且满足f_FSR2-f_FSR1＝Δf。选取适当的光子移频的频率操控参数，使得光载波的移频量为f_shift，从而信号光频梳和本振光频梳的中心频率分别为f₀、f₀+f_shift。由此可以确定a、b，使得a为满足f_shift+a>FSR2<a>FSR1+f_c-BW/2的最大整数，b为f_shift+b>FSR2>b>FSR1+f_c+BW/2的最小整数，从而使得高精度接收模块中每个信道的通带中心频率为f₀+f_shift+n>FSR2，n取值在(a,a+1,……,b)，通带带宽为f_FSR2-f_FSR1，信道数量为大于BW/(f_FSR2-f_FSR1)的最小值。由光子傅立叶变换模块得到的不同的τ和ΔT，并根据光子傅立叶变换所用的色散介质其色散量D、高精度接收模块中每个可用信道的带宽为Δf，灵活、动态地选择f_shift、f_FSR1、f_FSR2，并据此确定a、b及可编程光处理模块的通带位置、通带宽度和通带数量。

实施例2：

图14显示了基于图12所示架构的本发明宽带信号接收装置的另一个具体实施例。

在本实施例中，光源模块由单波长激光器构成；光子傅立叶变换模块由强度调制器、相位调制器、抛物线信号产生器和色散光纤构成，所接收的宽带射频信号接入强度调制器的微波输入端，抛物线信号产生器的输出端和强度调制器的输出端分别连接相位调制器的微波输入端和光载波输入端，相位调制器的输出端连接所述色散光纤；时域分析模块由光电探测器、电ADC构成；光子辅助高精度接收模块由90°光耦合器、基于液晶阵列的可编程光滤波器、平衡光电探测器、90°电桥、电滤波器和数字信号处理模块构成。

首先由单波长激光器产生一个幅度为A₀，频率为ω₀的光载波，经过光分束器分成两路。在上路部分，接收到的宽带电信号的时域表示为f(t)，在强度调制器处，单频光载波被接收到的宽带电信号所调制，在之后的相位调制器处，调制后的光信号被附加一个相位，该相位的时域表达式与时间t的二次方成正相关，经过相位调制器后，光信号被送入色散光纤，色散光纤的频域响应在通带内幅度响应平坦，相位响应呈二次关系，当相位调制器的输出光信号作为输入光信号经过色散光纤时，色散光纤的输出信号可以表示为输入信号与色散光纤时域响应函数的卷积，可以表示为

其中C代表与时间无关的常数，τ是积分变量，FT表示傅立叶变换。可以看出，输出的信号时域波形为信号频谱的傅立叶变换，即实现了基于光子技术的傅立叶变换。其具体表现形式为一个参考光脉冲和一个信号光脉冲，参考光脉冲和信号光脉冲之间的时域延时与信号的频率成正比，信号光脉冲的时域宽度与信号的带宽成正比。傅立叶变换之后的光信号经过光电探测器完成光电探测，通过电ADC对光电探测后的电信号进行采样，并对光子傅立叶变换输出的时域结果进行分析，得到参考光脉冲和信号光脉冲之间的时域延时为τ，信号光脉冲的时宽为ΔT；在基于时域信息的参数控制模块中，建立光子傅立叶变换输出结果的时域延时信息到光子辅助高分辨率接收模块参数选择的映射关系，调用该映射关系，得到光子辅助高分辨率接收模块的控制参数，包括光频梳的梳齿间隔控制参数、可编程光处理器的响应操控参数、光子移频的频率操控参数；

下路部分的光源由上路单频光载波产生：该光载波分为两路，其中一路通过电光调制器，根据得到的光子移频的频率操控参数，产生中心频率为f₀，梳齿间隔为f_FSR1的光频梳，大于中心频率的频率梳齿为实际使用的光频梳，可以表示为f₀+n>FSR1(n＝0,1,2……)；另一路通过光载波移频模块、电光调制器，根据得到的光子移频的频率操控参数、光频梳的梳齿间隔控制参数，生成中心频率为f₀+f_shift，梳齿间隔为f_FSR2的光频梳，大于中心频率的频率梳齿为实际使用的光频梳，可以表示为f₀+f_shift+n>FSR2(n＝0,1,2……)。

在下路部分，中心频率为f₀，梳齿间隔为f_FSR1的光频梳作为信号光频梳，通过电光调制器将待接收电信号f_sig调制上去，调制后的光频梳表示为f₀+n>FSR1+f_sig(n＝0,1,2……)，并输入90°光耦合器的信号光口；同时，表示为f₀+f_shift+n>FSR2(n＝0,1,2……)的光频梳作为本振光频梳，输入90°光耦合器的本振光口。信号光频梳与本振光频梳在90°光耦合器处进行90°光耦合，一对正交输出分别送入到可编程光处理模块。本实施例中的可编程光处理模块为基于液晶矩阵的可编程光滤波器，用于根据可编程光处理器的响应操控参数，将90°耦合后的光信号按照频率分为若干个信道，每个信道的通带中心频率为f₀+f_shift+n>FSR2，通带带宽为f_FSR2-f_FSR1，使得单个信道可以滤出频率为f₀+f_shift+n>FSR2的本振光频梳梳齿与该信道内对应的信号光。n取值在(a,a+1,……,b)，使得所有信道可以完成对接收电信号f_sig的完全接收，即f₀+f_shift+a>FSR2<f₀+a>FSR1+f_sig且f₀+f_shift+b>FSR2>f₀+b>FSR1+f_sig。根据不同的可编程光处理器的响应操控参数，动态地调整信道化过程中所使用的每个信道的通带位置和通带宽度，完成信道的动态选择，实现将90°光耦合后的光信号滤出到若干个信道内。每个信道内的信号经过平衡光电探测器、90°电桥和带宽为f_FSR2-f_FSR1的电滤波器完成正交解调。每个信道输出的窄带信号经过数字信号处理模块在数字域上完成各通道窄带信号的拼接，从而实现对接收的宽带射频信号的高分辨率精细接收。

其中，控制系统对光子辅助高精度接收模块的控制过程如下：光子傅立叶变换所用的色散介质其色散量为D，根据得到的参考光脉冲和信号光脉冲之间的时域延时为τ，信号光脉冲的时宽为ΔT，可以得到待接收的信号其中心频率为f_c＝τ/D，带宽为BW＝ΔT/D。假设高精度接收模块中每个可用信道的带宽为Δf，通过光频梳的梳齿间隔控制参数，使得信号光频梳和本振光频梳的梳齿间隔分别为f_FSR1、f_FSR2，且满足f_FSR2-f_FSR1＝Δf。选取适当的光子移频的频率操控参数，使得光载波的移频量为f_shift，从而信号光频梳和本振光频梳的中心频率分别为f₀、f₀+f_shift。由此可以确定a、b，使得a为满足f_shift+a>FSR2<a>FSR1+f_c-BW/2的最大整数，b为f_shift+b>FSR2>b>FSR1+f_c+BW/2的最小整数，从而使得高精度接收模块中每个信道的通带中心频率为f₀+f_shift+n>FSR2，n取值在(a,a+1,……,b)，通带带宽为f_FSR2-f_FSR1，信道数量为大于BW/(f_FSR2-f_FSR1)的最小值。由光子傅立叶变换模块得到的不同的τ和ΔT，并根据光子傅立叶变换所用的色散介质其色散量D、高精度接收模块中每个可用信道的带宽为Δf，灵活、动态地选择f_shift、f_FSR1、f_FSR2，并据此确定a、b及可编程光处理模块的通带位置、通带宽度和通带数量。综上，本发明提出的宽带高精度接收技术，将接收到的射频信号调制到光域，经过基于光子技术的傅立叶变换，通过对变换输出结果进行时域分析，建立光子傅立叶变换输出结果的时域延时信息到光子辅助高分辨率接收模块参数选择的映射关系，构建控制系统，对光子辅助高分辨率接收模块的参数进行选择，实现宽带范围内射频信号的高精细全覆盖接收。本发明结合光子傅氏变换对覆盖多频段、多格式射频信号的实时宽带分析能力，数字分析和调控技术的精细、灵活可重构优势，以及光子辅助高分辨率精细接收对信号的精细处理能力，可实现对多频段宽带覆盖信号的实时、可重构的高精细接收，并且避免全波段覆盖、高分辨率精细接收所需要的过高资源代价。